AD8137YRZ-REEL7

低成本、低功耗差分 ADC驱动器 AD8137 功能框图 特性 ADC驱动器 便携式仪器仪表 电池供电应用 单端转差分转换器 差分有源滤波器 视频放大器 电平转换器 +IN VOCM 2 7 PD VS+ 3 6 VS– +OUT 4 5 –OUT 04771-0-001 8 3 G=1 2 1 0 –1 G=5 –2 –3 G=2 –4 –5 –6 G = 10 –7 –8 –9 04771-0-002 应用 AD8137 –IN 1 NORMALIZED CLOSED-LOOP GAIN (dB) 完全差分 功耗极低并具有省电特性 静态供电电流：2.6 mA (5 V) 省电模式：450 μA (5 V) 高速 大信号3 dB带宽：110 MHz (G = 1) 压摆率：450 V/μs SFDR性能：12位 (500 kHz) 快速建立时间：0.02%建立时间为100 ns 低输入失调电压：最大±2.6 mV 低输入失调电流：最大0.45 ìA 差分输入和输出 差分转差分或单端转差分工作 轨到轨输出 可调输出共模电压 外部可调增益 宽电源电压范围：2.7 V至12 V 提供小型SOIC封装 –10 RG = 1kΩ VO, dm = 0.1V p-p –11 –12 0.1 1 10 FREQUENCY (MHz) 100 1000 概述 AD8137是一款低成本差分驱动器，提供轨到轨输出，非常 个电阻组成的外部反馈网络决定放大器的闭环增益。省电 适合在要求低功耗和低成本的系统中驱动模数转换器 特性对关键的低功耗应用很有利。 (ADC)。它应用简便，内部共模反馈架构允许通过在一个 AD8137采用ADI公司专有的第二代XFCB工艺制造，可实 引脚上施加电压来控制输出共模电压。内部反馈环路也可 现高性能和极低的功耗水平。 提供内在平衡的输出，并能抑制偶阶谐波失真产物。利用 AD8137很容易实现完全差分和单端至差分增益配置。由四 AD8137采用小型8引脚SOIC封装和3 mm × 3 mm LFCSP封 装。额定工作温度范围为−40°C至+125℃工业温度范围。 Rev. D Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate and reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for its use, nor for any infringements of patents or other rights of third parties that may result from its use. Speci cations subject to change without notice. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of Analog Devices. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. Tel: 781.329.4700 www.analog.com Fax: 781.461.3113 ©2004–2010 Analog Devices, Inc. All rights reserved. ADI中文版数据手册是英文版数据手册的译文，敬请谅解翻译中可能存在的语言组织或翻译错误，ADI不对翻译中存在的差异或由此产生的错误负责。如需确认任何词语的准确性，请参考ADI提供 的最新英文版数据手册。 AD8137 目录 特性 ................................................................................................... 1 应用 ................................................................................................... 1 功能框图 ........................................................................................... 1 测试电路 ........................................................................................ 18 工作原理 ........................................................................................ 19 应用信息 ........................................................................................ 20 利用匹配RF 和RG网络分析典型应用 ............................ 20 概述 ................................................................................................... 1 利用匹配反馈网络估算噪声、增益和带宽 ................... 20 修订历史 ........................................................................................... 2 技术规格 ........................................................................................... 3 绝对最大额定值 ............................................................................. 6 驱动性能超过12位的ADC ................................................. 24 外形尺寸 ........................................................................................ 26 订购指南 ................................................................................ 27 热阻 ........................................................................................... 6 最大功耗 .................................................................................. 6 ESD警告 ................................................................................... 6 引脚配置和功能描述 .................................................................... 7 典型工作特性 .................................................................................. 8 修订历史 2010年7月—修订版C至修订版D 更改省电部分，增加图68，后续示意图经重新排序 ......... 24 更改产品标题和图1 ....................................................................... 1 更改订购指南 ................................................................................ 27 更改绝对最大额定值 ................................................................... 6 2009年12月—修订版B至修订版C 更改产品标题、应用和概述部分 ............................................... 1 更改表3输入电阻参数单位 ......................................................... 5 表6增加EPAD引脚名称/描述 ...................................................... 7 增加图61；重新排序 ................................................................... 17 移动测试电路部分 ....................................................................... 18 更改省电部分 ................................................................................ 24 更新外形尺寸 ................................................................................ 26 更改技术规格 ................................................................................. 3 更改图4和图5 .................................................................................. 7 增加图6、图20、图23、图35、图48、图58；重新排序 ................. 7 更改图32 ......................................................................................... 12 更改图40 ......................................................................................... 13 更改图55 ......................................................................................... 16 更改表7和图63 .............................................................................. 18 更改等式19 .................................................................................... 19 更改图64和图65 ............................................................................ 20 更改图66 ......................................................................................... 22 2005年7月—修订版A至修订版B 增加“驱动性能超过12位的ADC”部分 .................................... 22 更改订购指南 ................................................................................ 24 更改订购指南 ............................................................................... 24 更新外形尺寸 ................................................................................ 24 2004年8月—修订版0至修订版A 增加8引脚LFCSP ................................................................... 通篇 2004年5月—修订版0：初始版 更改布局 .................................................................................... 通篇 Rev. D | Page 2 of 28 AD8137 技术规格 VS = ±5 V，VOCM = 0 V(25°C，差分增益 = 1，RL, dm = RF = RG = 1 kΩ，TMIN至TMAX = −40°C 至+125°C(除非另有说明))。 表1 参数 差分输入性能 动态性能 -3 dB小信号带宽 -3 dB大信号带宽 压摆率 0.02%建立时间 过驱恢复时间 噪声/谐波性能 无杂散动态范围(SFDR) 输入电压噪声 输入电流噪声 直流性能 输入失调电压 输入失调电压漂移 输入偏置电流 输入失调电流 开环增益 输入特性 输入共模电压范围 输入电阻 输入电容 共模抑制比(CMRR) 输出特性 输出电压摆幅 输出电流 输出平衡误差 VOCM 至VO, cm 性能 VOCM 动态性能 -3 dB带宽 压摆率 增益 VOCM 输入特性 输入电压范围 输入电阻 输入失调电压 输入电压噪声 输入偏置电流 共模抑制比(CMRR) 电源 工作范围 静态电流 静态电流，禁用 电源抑制比(PSRR) PD 引脚 阈值电压 输入电流 工作温度范围 条件 最小值 典型值 VO, dm= 0.1 V p-p VO, dm= 2 V p-p VO, dm = 2 V步进 VO, dm = 3.5 V步进 G = 2, VI, dm= 12 V p-p 三角波 64 79 76 110 450 100 85 MHz MHz V/µs ns ns 90 76 8.25 1 dB dB nV/√Hz pA/√Hz VO, dm= 2 V p-p, fC= 500 kHz VO, dm= 2 V p-p, fC= 2 MHz f = 50 kHz至1 MHz f = 50 kHz至1 MHz VIP= VIN= VOCM= 0 V TMIN 至TMAX TMIN 至TMAX −2.6 ±0.7 3 0.5 0.1 91 −4 差分 共模 共模 ΔVICM= ±1 V 66 各单端输出，RL, dm= 1 kΩ VS− + 0.55 f = 1 MHz VO, cm = 0.1 V p-p VO, cm = 0.5 V p-p 0.992 f = 100 kHz 至 1 MHz ∆V O, dm/∆V OCM, ∆V OCM = ±0.5 V 62 79 VS+ − 0.55 20 −64 V mA dB 58 63 1.000 MHz V/µs V/V Rev. D | Page 3 of 28 1.008 +4 35 ±11 18 0.3 75 3.2 750 91 150/210 −40 mV µV/°C µA µA dB V KΩ KΩ pF dB VS− + 0.7 省电模式 = 高/低 1 0.45 单位 +4 +2.7 省电模式 = 低 ∆V S = ±1 V +2.6 800 400 1.8 79 −4 −28 最大值 +28 1.1 V kΩ mV nV/√Hz µA dB ±6 3.6 900 V mA µA dB VS− + 1.7 170/240 +125 V µA °C AD8137 VS = ±5 V，VOCM = 2.5 V(25°C，差分增益 = 1，RL, dm = RF = RG = 1 kΩ，TMIN 至TMAX = −40°C 至+125°C(除非另有说明))。 表2 参数 差分输入性能 动态性能 -3 dB小信号带宽 -3 dB大信号带宽 压摆率 0.02%建立时间 过驱恢复时间 噪声/谐波性能 无杂散动态范围 (SFDR) 输入电压噪声 输入电流噪声 直流性能 输入失调电压 输入失调电压漂移 输入偏置电流 输入失调电流 开环增益 输入特性 输入共模电压范围 输入电阻 输入电容 共模抑制比(CMRR) 输出特性 输出电压摆幅 输出电流 输出平衡误差 VOCM 至VO, cm 性能 VOCM 动态性能 -3 dB带宽 压摆率 增益 VOCM 输入特性 输入电压范围 输入电阻 输入失调电压 输入电压噪声 输入偏置电流 共模抑制比 (CMRR) 电源 工作范围 静态电流 静态电流，禁用 电源抑制比 (PSRR) PD 引脚 阈值电压 输入电流 工作温度范围 条件 最小值 VO, dm = 0.1 V p-p VO, dm = 2 V p-p VO, dm = 2 V 步进 VO, dm = 3.5 V 步进 G = 2, VI, dm = 7 V p-p 三角波 63 76 VO, dm = 2 V p-p, fC = 500 kHz VO, dm = 2 V p-p, fC = 2 MHz f = 50 kHz 至 1 MHz f = 50 kHz 至 1 MHz VIP = VIN = VOCM = 0 V TMIN 至 TMAX TMIN 至 TMAX −2.7 典型值 64 各单端输出，RL, dm= 1 kΩ VS− + 0.45 f = 1 MHz VO, cm = 0.1 V p-p VO, cm = 0.5 V p-p 0.980 MHz MHz V/µs ns ns 89 73 8.25 1 dB dB nV/√Hz pA/√Hz ±0.7 3 0.5 0.1 89 −25 ∆V O, dm /∆V OCM, ∆V OCM = ±0.5 V 62 79 V kΩ kΩ pF dB VS+ − 0.45 20 −64 V mA dB 60 61 1.000 MHz V/µs V/V 2.6 450 91 50/110 −40 Rev. D | Page 4 of 28 1.020 4 35 ±7.5 18 0.25 75 VS− + 0.7 省电模式=高/低 0.9 0.45 mV µV/°C µA µA dB 4 +2.7 省电模式=低 ∆V S = ±1 V +2.7 800 400 1.8 90 1 f = 100 kHz 至 5 MHz 单位 75 107 375 110 90 1 差分 共模 共模 ∆V ICM = ±1 V 最大值 +25 0.9 V kΩ mV nV/√Hz µA dB ±6 2.8 600 V mA µA dB VS− + 1.5 60/120 +125 V µA °C AD8137 VS = ±3 V，VOCM = 1.5 V(25°C，差分增益 = 1，RL, dm = RF = RG = 1 kΩ，TMIN 至TMAX = −40°C 至+125°C(除非另有说明))。 表3 参数 差分输入性能 动态性能 -3 dB小信号带宽 -3 dB大信号带宽 压摆率 0.02%建立时间 过驱恢复时间 噪声/谐波性能 无杂散动态范围(SFDR) 输入电压噪声 输入电流噪声 直流性能 输入失调电压 输入失调电压漂移 输入偏置电流 输入失调电流 开环增益 输入特性 输入共模电压范围 输入电阻 输入电容 共模抑制比(CMRR) 输出特性 输出电压摆幅 输出电流 输出平衡误差 VOCM 至VO, cm 性能 VOCM 动态性能 -3 dB带宽 压摆率 增益 VOCM 输入特性 输入电压范围 输入电阻 输入失调电压 输入电压噪声 输入偏置电流 共模抑制比(CMRR) 电源 工作范围 静态电流 静态电流，禁用 电源抑制比(PSRR) PD 引脚 阈值电压 输入电流 工作温度范围 条件 最小值 典型值 最大值 单位 VO, dm = 0.1 V p-p VO, dm = 2 V p-p VO, dm = 2 V 步进 VO, dm = 3.5 V 步进 G = 2, VI, dm = 5 V p-p 三角波 61 62 73 93 340 110 100 MHz MHz V/µs ns ns 89 71 8.25 1 dB dB nV/√Hz pA/√Hz VO, dm = 2 V p-p, fC = 500 kHz VO, dm = 2 V p-p, fC = 2 MHz f = 50 kHz 至 1 MHz f = 50 kHz 至 1 MHz VIP = VIN = VOCM = 0 V TMIN 至 TMAX TMIN 至 TMAX −2.75 ±0.7 3 0.5 0.1 87 1 差分 共模 共模 ∆V ICM = ±1 V 64 各单端输出，RL, dm= 1 kΩ VS− + 0.37 f = 1 MHz VO, cm = 0.1 V p-p VO, cm = 0.5 V p-p 0.96 −25 ∆V O, dm /∆V OCM, ∆V OCM = ±0.5 V 62 78 V kΩ kΩ pF dB VS+ − 0.37 20 −64 V mA dB 61 59 1.00 MHz V/µs V/V 2.3 345 90 8/65 −40 Rev. D | Page 5 of 28 1.04 2.0 35 ±5.5 18 0.3 74 VS− + 0.7 省电模式 = 高/低 mV µV/°C µA µA dB 2 +2.7 省电模式 = 低 ∆V S = ±1 V 0.9 0.4 800 400 1.8 80 1.0 f = 100 kHz 至 5 MHz +2.75 +25 0.7 V kΩ mV nV/√Hz µA dB ±6 2.5 460 V mA µA dB VS− + 1.5 10/70 +125 V µA °C AD8137 绝对最大额定值 气流会降低θJA。此外，更多金属直接与金属走线的封装引 脚、通孔、地和电源层接触，这同样可降低θJA。 表4 额定值 12 V VS+ 至VS− 见图3 VS+ 至VS− −65°C至+125℃ -40℃至+125℃ 300°C 150℃ 图3所示为在JEDEC标准4层板上，8引脚SOIC(125℃/W)和 8引脚LFCSP (θJA = 70℃/W) 两种封装的内部最大安全功耗 与环境温度的关系。 3.0 注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性损 坏。这只是额定最值，不涉及器件在这些或任何其他条件 下超出本技术规格指标的功能性操作。长期在绝对最大额 定值条件下工作会影响器件的可靠性。 热阻 θJA针对最差条件，即在静止空气中焊接在电路板上的器 件。 LFCSP 2.0 1.5 1.0 SOIC-8 0.5 0 –40 –30 –20 –10 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 AMBIENT TEMPERATURE (°C) 表5. 热阻 封装类型 8引脚SOIC/2层 8引脚SOIC/4层 8引脚LFCSP/4层 2.5 θJA 157 125 70 θJC 56 56 56 单位 °C/W °C/W °C/W 04771-0-022 MAXIMUM POWER DISSIPATION (W) 参数 电源电压 VOCM 功耗 输入共模电压 存储温度范围 工作温度范围 引脚温度(焊接，10秒) 结温 图3. 4层板最大功耗与环境温度的关系 ESD警告 最大功耗 AD8137封装内的最大安全功耗受限于相应的芯片结温(TJ) 的升高情况。达到150°C左右的玻璃化转变温度时，塑料 的特性会发生改变。即使只是暂时超过这一温度限值也有 可能改变封装对芯片作用的应力，从而永久性地转变 AD8137的参数性能。长时间超过175℃的结温会导致芯片 器件出现变化，因而可能造成故障。 封装的功耗(PD)为静态功耗与封装中所有输出的负载驱动 所导致的功耗之和，而静态功耗则为电源引脚之间的电压 (VS)乘以静态电流(IS)之积。负载电流由流至负载的差分电 流和共模电流构成，同时包括流经外部反馈网络和内部共 模反馈环路的电流。共模反馈环路中使用的内部电阻抽头 在输出端应用一个1 kΩ的差分负载。处理交流信号时，应 考虑RMS输出电压。 Rev. D | Page 6 of 28 ESD(静电放电)敏感器件。 带电器件和电路板可能会在没有察觉的情况下放电。尽 管本产品具有专利或专有保护电路，但在遇到高能量 ESD时，器件可能会损坏。因此，应当采取适当的ESD 防范措施，以避免器件性能下降或功能丧失。 AD8137 AD8137 8 +IN VOCM 2 7 PD VS+ 3 6 VS– +OUT 4 5 –OUT –IN 1 04771-0-001 引脚配置和功能描述 Figure 4. Pin Configuration 图4.引脚配置 表6. 引脚功能描述 引脚编号 1 2 引脚名称 −IN VOCM 3 4 5 6 7 8 VS+ +OUT −OUT VS− PD +IN EPAD 描述 反相输入。 一个内部反馈环路驱动输出共模电压，使其等于应用于VOCM 引脚的电压， 但放大器需保持线性工作模式。 正电源电压。 差分输出的正极。 差分输出的负极。 负电源电压。 省电。 同相输入。 裸露焊盘可以连接至接地层或电源层。 Rev. D | Page 7 of 28 AD8137 典型工作特性 除非另有说明，差分增益= 1，RG = RF = RL, dm = 1 kΩ，VS = 5 V，TA = 25°C，VOCM = 2.5V。有关术语定义，请参看图60中的基本 测试电路。 3 3 G=1 G=2 G=5 –2 –3 –4 –5 G = 10 –6 –7 –8 –9 –10 –11 –12 0.1 RG = 1kΩ VO, dm = 0.1V p-p 1 10 FREQUENCY (MHz) 100 1000 G=1 1 0 –1 –2 –3 –4 –5 G = 10 –6 –7 –8 –9 –10 RG = 1kΩ –11 VO, dm = 2.0V p-p –12 0.1 1 图5. 不同增益下的小信号频率响应 VS = +3 3 1000 VS = +3 1 VS = ±5 –1 CLOSED-LOOP GAIN (dB) –2 –3 –4 –5 –6 –7 –8 –9 0 VS = ±5 –1 –2 –3 –4 –5 –6 –7 VO, dm = 0.1V p-p 1 10 100 FREQUENCY (MHz) –9 –10 –11 1000 04771-0-005 04771-0-003 –8 –10 VO, dm = 2.0V p-p 1 图6. 不同电源下的小信号频率响应 10 100 FREQUENCY (MHz) 1000 图9. 不同电源下的大信号频率响应 3 4 2 3 1 2 0 T = +25°C CLOSED-LOOP GAIN (dB) 1 –1 T = +85°C –2 –3 T = +25°C –4 T = +125°C –5 T = –40°C –6 –7 –8 0 –1 –3 –4 –6 –7 –9 04771-0-006 –8 –10 VO, dm = 0.1V p-p 1 10 100 FREQUENCY (MHz) –10 –11 1000 图7. 不同温度下的小信号频率响应 T = +125°C –5 –9 –11 T = +85°C –2 T = –40°C 04771-0-007 CLOSED-LOOP GAIN (dB) VS = +5 2 1 0 CLOSED-LOOP GAIN (dB) 100 4 VS = +5 2 –12 10 FREQUENCY (MHz) 图8. 不同增益下的大信号频率响应 3 –11 –12 G=2 G=5 04771-0-004 –1 NORMALIZED CLOSED-LOOP GAIN (dB) 2 1 0 04771-0-002 NORMALIZED CLOSED-LOOP GAIN (dB) 2 VO, dm = 2.0V p-p 1 10 100 FREQUENCY (MHz) 图10. 不同温度下的大信号频率响应 Rev. D | Page 8 of 28 1000 AD8137 3 3 RL, dm = 1kΩ 2 RL, dm = 500Ω 2 1 1 0 –2 –3 –4 –5 –6 –7 –8 –1 –2 –3 –4 –5 –6 –7 –9 –9 –10 –10 VO, dm = 0.1V p-p 1 10 100 FREQUENCY (MHz) –11 –12 1000 RL, dm = 500Ω VO, dm = 2V p-p 1 图11. 不同负载下的小信号频率响应 –2 –3 CLOSED-LOOP GAIN (dB) CF = 2pF –4 –5 –6 –7 –8 –9 CF = 1pF –1 –2 –3 CF = 2pF –4 –5 –6 –7 –8 04771-0-008 –9 –10 VO, dm = 0.1V p-p 1 10 100 FREQUENCY (MHz) –10 –11 –12 1000 VO, dm = 2.0V p-p 1 图12. 不同CF 下的小信号频率响应 2 VOCM = 4V 1 04771-0-009 CLOSED-LOOP GAIN (dB) 1 0 CF = 1pF –1 CF = 0pF 2 CF = 0pF 1 0 10 100 FREQUENCY (MHz) 1000 图15. 不同CF 下的大信号频率响应 3 VOCM = 2.5V 2 0 1 –1 0 –2 CLOSED-LOOP GAIN (dB) VOCM = 1V –3 –4 –5 –6 –7 –8 –9 –1 –3 –4 –5 –6 –7 –9 –10 VO, dm = 0.1V p-p 10 100 FREQUENCY (MHz) –11 –12 1000 图13. 不同VOCM 下的小信号频率响应 2V p-p –8 –11 1 0.5V p-p –2 –10 04771-0-042 CLOSED-LOOP GAIN (dB) 1000 3 2 –12 –13 10 100 FREQUENCY (MHz) 图14. 不同负载下的大信号频率响应 3 –11 –12 RL, dm = 1kΩ 0.1V p-p 1 1V p-p 10 100 FREQUENCY (MHz) 图16. 不同输出幅度下的频率响应 Rev. D | Page 9 of 28 04771-0-044 –11 –12 RL, dm = 2kΩ –8 04771-0-043 CLOSED-LOOP GAIN (dB) RL, dm = 2kΩ –1 04771-0-041 CLOSED-LOOP GAIN (dB) 0 1000 AD8137 4 4 3 3 2 2 RF = 500Ω RF = 2kΩ –2 –3 RF = 1kΩ –4 –5 –6 –7 –8 G=1 VS = ±5V VO, dm = 0.1V p-p –9 1 10 100 FREQUENCY (MHz) –2 –3 RF = 2kΩ –5 RF = 1kΩ –6 –7 –8 –9 –10 –11 1000 G=1 VO, dm = 2V p-p 1 10 100 FREQUENCY (MHz) –65 –40 G=1 VO, dm = 2V p-p –50 VS = +3V DISTORTION (dBc) –80 VS = +5V –85 VS = ±5V –90 G=1 VO, dm = 2V p-p –60 VS = ±5V –100 04771-0-045 –100 –105 0.1 1 FREQUENCY (MHz) –110 0.1 10 图18. 第二谐波失真与频率和电源电压的关系 1 FREQUENCY (MHz) 10 图21. 第三谐波失真与频率和电源电压的关系 –50 –50 FC = 500kHz SECOND HARMONIC SOLID LINE THIRD HARMONIC DASHED LINE VS = +5V –70 –75 VS = +3V –80 VS = +3V –85 VS = +5V –90 –95 –100 0.25 1.25 2.25 3.25 VS = +3V –60 DISTORTION (dBc) –65 –55 4.25 5.25 6.25 VO, dm (V p-p) 7.25 8.25 VS = +5V –65 –70 –75 –80 VS = +5V –85 VS = +3V –90 04771-0-027 DISTORTION (dBc) VS = +5V –80 –90 –95 –60 VS = +3V –70 04771-0-063 DISTORTION (dBc) –75 –55 1000 图20. 不同RF 下的大信号频率响应 图17. 不同RF 下的小信号频率响应 –70 RF = 500Ω –4 FC = 2MHz SECOND HARMONIC SOLID LINE THIRD HARMONIC DASHED LINE –95 –100 0.25 9.25 图19. 谐波失真与输出幅度和电源的关系，FC = 500 kHz 1.25 2.25 3.25 4.25 5.25 6.25 VO, dm (V p-p) 7.25 8.25 9.25 图22. 谐波失真与输出幅度和电源的关系，FC = 2 MHz Rev. D | Page 10 of 28 04771-0-026 –10 –11 0 –1 04771-0-036 CLOSED-LOOP GAIN (dB) 1 0 –1 04771-0-037 CLOSED-LOOP GAIN (dB) 1 AD8137 –40 VO, dm = 2V p-p –50 –50 –60 –60 DISTORTION (dBc) RL, dm = 200Ω –70 –80 RL, dm = 1kΩ RL, dm = 500Ω –90 RL, dm = 200Ω –70 –80 RL, dm = 1kΩ –90 1 FREQUENCY (MHz) RL, dm = 500Ω –100 04771-0-032 –100 –110 0.1 VO, dm = 2V p-p –110 0.1 10 图23. 不同负载下的第二谐波失真 –40 –50 04771-0-033 DISTORTION (dBc) –40 1 FREQUENCY (MHz) 10 图26. 不同负载下的第三谐波失真 –40 VO, dm = 2V p-p RG = 1kΩ –50 VO, dm = 2V p-p RG = 1kΩ –70 G=1 –70 –90 –100 –100 1 FREQUENCY (MHz) G=2 –80 –90 –110 0.1 G=5 G=1 –110 0.1 10 图24. 不同增益下的第二谐波失真 –40 VO, dm = 2V p-p G=1 –50 –60 –60 RF = 500Ω –80 –90 RF = 2kΩ 1 FREQUENCY (MHz) VO, dm = 2V p-p G=1 –70 –80 –90 RF = 1kΩ –100 –110 0.1 DISTORTION (dBc) –50 –70 10 图27. 不同增益下的第三谐波失真 RF = 500Ω –100 04771-0-030 DISTORTION (dBc) –40 1 FREQUENCY (MHz) –110 0.1 10 图25. 不同RF下的第二谐波失真 RF = 1kΩ RF = 2kΩ 1 FREQUENCY (MHz) 图28. 不同RF下的第三谐波失真 Rev. D | Page 11 of 28 04771-0-031 –80 –60 04771-0-035 DISTORTION (dBc) G=5 04771-0-034 DISTORTION (dBc) G=2 –60 10 AD8137 –50 –50 FC = 500kHz VO, dm = 2V p-p SECOND HARMONIC SOLID LINE THIRD HARMONIC DASHED LINE –60 –80 –90 –110 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 VOCM (V) 3.5 4.0 –80 –90 –100 04771-0-028 –100 –70 –110 0.5 4.5 图29. 谐波失真与VOCM 的关系，VS = 5 V 0.7 0.9 1.1 1.3 1.5 1.7 VOCM (V) 1.9 2.1 2.3 2.5 图32. 谐波失真与VOCM 的关系，VS = 3 V 1000 1 10 04771-0-046 10 100 1k 10k 100k FREQUENCY (Hz) 1M 10M 100 10 1 10 100M 04771-0-047 VOCM NOISE (nV/√Hz) 100 INPUT VOLTAGE NOISE (nV/√Hz) 04771-0-029 –70 DISTORTION (dBc) DISTORTION (dBc) –60 FC = 500kHz VO, dm = 2V p-p SECOND HARMONIC SOLID LINE THIRD HARMONIC DASHED LINE 100 1k 10k 100k FREQUENCY (Hz) 1M 10M 100M 图33. VOCM 电压噪声与频率的关系 图30. 输入电压噪声与频率的关系 –10 20 VIN, cm = 0.2V p-p INPUT CMRR = ∆VO, cm/∆VIN, cm 10 VO, cm = 0.2V p-p VOCM CMRR = ∆VO, dm/∆VOCM –20 0 –30 VOCM CMRR (dB) –20 –30 –40 –50 –40 –50 –60 –60 1 10 FREQUENCY (MHz) –80 100 图31. CMRR与频率的关系 04771-0-012 –70 –80 –70 04771-0-013 CMRR (dB) –10 1 10 FREQUENCY (MHz) 图34. VOCM CMRR与频率的关系 Rev. D | Page 12 of 28 100 AD8137 2.0 OUTPUT 4 1.0 2 0.5 AMPLITUDE (V) VOLTAGE (V) VO, dm 1.5 6 0 –2 CF = 0pF VO, dm = 3.5V p-p INPUT 0 ERROR = VO, dm - INPUT –0.5 TSETTLE = 110ns –1.0 –6 250ns/DIV –8 04771-0-016 –4 –1.5 50ns/DIV –2.0 TIME (ns) TIME (ns) 图 35. 过驱恢复 图38. 建立时间 (0.02%) 1.5 100 CF = 0pF 75 1.0 50 2V p-p CF = 1pF CF = 0pF 1V p-p 0.5 CF = 1pF VO, dm (V) VO, dm (mV) CF = 0pF 25 ERROR (V) 1DIV = 0.02% INPUT × 2 G=2 04771-0-040 8 0 –25 CF = 1pF 0 –0.5 VO, dm = 100mV p-p 10ns/DIV –100 04771-0-015 –1.0 –75 20ns/DIV –1.5 TIME (ns) TIME (ns) 图39. 不同反馈电容下的大信号瞬态响应 图36. 不同反馈电容下的小信号瞬态响应 100 1.5 75 RS = 111, CL = 5pF 1.0 50 RS = 111, CL = 5pF VO, dm (V) 0.5 0 RS = 60.4, CL = 15pF RS = 60.4, CL = 15pF 0 –0.5 –50 –75 20ns/DIV –100 –1.0 20ns/DIV –1.5 TIME (ns) TIME (ns) 图37. 不同容性负载下的小信号瞬态响应 图40. 不同容性负载下的大信号瞬态响应 Rev. D | Page 13 of 28 04771-0-038 –25 04771-0-039 VO, dm (V) 25 04771-0-014 –50 AD8137 1000 –5 PSRR = ∆VO, dm/∆VS –15 100 OUTPUT IMPEDANCE (Ω) –35 –PSRR –45 +PSRR –55 –65 10 1 04771-0-011 0.1 –75 –85 0.1 1 10 FREQUENCY (MHz) 04771-0-061 PSRR (dB) –25 0.01 0.01 100 图41. PSRR与频率的关系 0.1 1 10 FREQUENCY (MHz) 100 图44. 单端输出阻抗与频率的关系 4.0 1 0 3.5 2V p-p –3 3.0 –4 –5 VO, cm (V) –6 –7 VS = +5 –8 VS = ±5 1V p-p 2.5 2.0 –9 VS = +3 –12 –13 –14 VO, dm = 0.1V p-p 1 1.5 04771-0-010 –11 10 100 FREQUENCY (MHz) 20ns/DIV 1.0 1000 TIME (ns) 图42. 不同电源电压下的VOCM小信号频率响应 图45. VOCM 大信号瞬态响应 700 350 –300 345 –305 500 VOP SWING FROM RAIL (mV) VS+ – VOP 400 300 200 100 0 VS = +5V VS = +3V –100 –200 –300 –400 VON – VS– –500 –600 –700 200 1k RESISTIVE LOAD (Ω) VON – VS– 340 –310 335 –315 VS+ – VOP 330 –320 325 320 –40 10k 图43. 输出饱和电压与输出负载的关系 –325 –20 0 20 40 60 TEMPERATURE (°C) 80 100 图46. 输出饱和电压与温度的关系 Rev. D | Page 14 of 28 120 –330 VON SWING FROM RAIL (mV) 600 04771-0-049 SINGLE-ENDED OUTPUT SWING FROM RAIL (mV) 04771-0-050 –10 04771-0-065 CLOSED-LOOP GAIN (dB) –1 –2 AD8137 10 2.55 VOS, dm 0 0 –0.1 5 –0.2 10 –0.3 –40 –20 0 20 40 60 TEMPERATURE (°C) 80 100 120 VOS, cm (mV) 5 VOS, dm (mV) 0.1 –15 2.50 2.45 2.40 2.35 2.30 –40 04771-0-051 VOS, cm 2.60 04771-0-052 0.2 15 SUPPLY CURRENT (mA) 0.3 –20 1.2 70 1.0 50 0.8 80 100 120 30 IVOCM (µA) 0.6 0.4 10 –10 0.2 –30 0 –50 –0.4 0.50 1.50 2.50 VACM (V) 3.50 –70 4.50 04771-0-056 –0.2 0 3 0.40 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 VOCM (V) 3.5 4.0 4.5 5.0 –0.1 2 IBIAS –0.2 0.30 0.25 0 IOS 0.20 –1 0.15 –2 IOS (nA) 1 VOCM CURRENT (µA) 0.35 0.5 图51. VOCM 偏置电流与VOCM 输入电压的关系 图48. 输入偏置电流与输入共模电压的关系 –0.3 0.10 –40 –20 0 20 40 60 TEMPERATURE (°C) 80 100 120 –3 –0.5 –40 04771-0-054 –0.4 04771-0-053 IBIAS (µA) 20 40 60 TEMPERATURE (°C) 图50. 电源电流与温度的关系 04771-0-059 INPUT BIAS CURRENT (µA) 图47. 失调电压与温度的关系 0 –20 0 20 40 60 TEMPERATURE (°C) 80 100 图52. VOCM 偏置电流与温度的关系 图49. 输入偏置和失调电流与温度的关系 Rev. D | Page 15 of 28 120 AD8137 1.5 VS = +5V 4 SUPPLY CURRENT (mA) 3 2 VS = +3V 0 –1 VS = ±5V –2 –3 –5 –5 –4 –3 –2 –1 4 53 0 –0.5 –1.0 04771-0-060 –4 VO, dm 0.5 PD 2 1 0 2µs/DIV –2.0V –1.5 TIME (µs) VOCM 图53. VO, cm 与VOCM 输入电压的关系 图56. 省电模式下的瞬态响应 40 3.6 20 3.2 PD (0.8V TO 1.5V) 2.8 SUPPLY CURRENT (mA) 0 PD CURRENT (µA) –0.5V –20 –40 –60 –80 2.4 2.0 1.6 1.2 04771-0-057 0.8 –100 0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 PD VOLTAGE (V) 3.5 4.0 4.5 0.4 100ns/DIV 0 5.0 04771-0-024 VO, cm 1 –120 VS = ±2.5V G = 1 (RF = RG = 1kΩ) RL, dm = 1kΩ INPUT = 1Vp-p @ 1MHz 1.0 04771-0-066 5 TIME (ns) 图54. PD 电流与 PD 电压的关系 图57. 省电模式下的开启时间 3.4 3 PD (1.5V TO 0.8V) IS+ 0 –1 –2 –3 IS– 0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 PD VOLTAGE (V) 3.5 4.0 4.5 2.6 2.2 1.8 1.4 1.0 0.6 40ns/DIV 0.2 5.0 TIME (ns) 图58. 省电模式下的关闭时间 图55. 电源电流与 PD 电压的关系 Rev. D | Page 16 of 28 04771-0-025 SUPPLY CURRENT (mA) 1 04771-0-058 SUPPLY CURRENT (mA) 2 3.0 AD8137 25 VS = ±5V VOCM = 0V G = +1 15 10 5 0 –5 –4 –3 –2 –1 0 1 2 3 POWER-DOWN VOLTAGE (V) 4 5 04771-071 SUPPLY CURRENT (mA) 20 图59. 电源电流与省电模式电压的关系 Rev. D | Page 17 of 28 AD8137 测试电路 RF 50Ω TEST SIGNAL SOURCE MIDSUPPLY 50Ω 52.3Ω – + AD8137 VOCM RL, dm 1kΩ – RG = 1kΩ VO, dm + CF 04771-0-023 VTEST CF RG = 1kΩ 52.3Ω RF 图60. 基本测试电路 RF = 1kΩ 52.3Ω VTEST TEST SIGNAL SOURCE RG = 1kΩ MIDSUPPLY 50Ω 52.3Ω VOCM RG = 1kΩ + RS AD8137 – RF = 1kΩ 图61. 容性负载测试电路，G = 1 Rev. D | Page 18 of 28 – CL, dm RS RL, dm VO, dm + 04771-0-062 50Ω AD8137 工作原理 100 AD8137是一款低功耗、低成本、全差分电压反馈放大器， 具有轨到轨输出级、带有内生共模基准电压的共模电路和 偏置关断电路。该放大器用两个反馈环路，来分开控制差 分反馈和共模反馈。差分增益通过外部电阻进行设置，与 传统放大器一样；输出共模电压则通过一个内部反馈环路 设定，该环路由外部VOCM输入控制。这种架构利于任意设 定输出共模电压水平，而不影响放大器的差分增益。 80 60 40 20 OPEN-LOOP GAIN (dB) 0 –20 –40 –60 –80 –100 PHASE (DEGREES) –120 –140 –180 –200 0.0001 ACM –OUT CP +IN –IN CN 图62.功能框图 从图62可以看出，输入跨导级为一个H桥，其输出电流被 映射到高阻抗节点CP和CN上。输出部分采用传统的H桥 驱动电路，利用共用的发射极器件来驱动+OUT和−OUT节 点。放大器的3 dB点定义为 BW = 0.001 0.01 0.1 1 FREQUENCY (MHz) 10 100 图63. 开环增益和相位 +OUT CC 04771-0-017 CC 04771-0-021 –160 VOCM 在图62中，共模反馈放大器ACM对输出共模电压采样，并 通过负反馈迫使输出共模电压等于应用于VOCM输入的电 压。换言之，反馈环路将输出共模电压伺服应用于VOCM输 入的电压。一个内部偏置发生器将VOCM电平设为中间电源 电压左右；因此，当VOCM输入保持悬空时，输出共模电压 被设为中间电源电压左右。内部偏置发生器的源电阻较 大，可由输出电阻相对较小的源提供的外部电压轻松覆 盖。VOCM输入可驱动至约等于电源轨的1 V以内，同时使共 模反馈环路维持线性工作模式。 AD8137中的共模反馈环路产生的输出在较宽的频率范围内 具有极高的均衡性，不需使用匹配良好的外部元件，因为 它会强制输出共模电压的信号分量清零。其结果是近乎完 美的平衡差分输出，其幅度完全相同，相位相差180°。 gm 2π × CC 其中： gm 为输入级的跨导。 CC 为CP/CN节点(电容CP和CN匹配良好)的总电容。 对于AD8137，输入级gm 为 ~1 mA/V，电容CC 为 3.5 pF， 使放大器的交越频率设定为41 MHz。这一频率一般确定了 放大器的单位增益带宽，但在AD8137的情况下，闭环带宽 同时取决于反馈电阻值(见图71)。开环增益和相位仿真如 图63所示。 Rev. D | Page 19 of 28 AD8137 应用信息 利用匹配RF 和RG 网络分析典型应用 (3) 负反馈驱 典型连接和术语定义 图64所示为AD8137的典型的连接，其中采用了匹配外部 R F /R G 网络。AD8137的差分输入端V AP 和V AN ，用作求和 点。应用于VOCM端的外部基准电压设定输出共模电压。 VOP和VON两个输出端根据输入信号，平衡反向移动。 差分负反馈驱动求和点VAN和VAP处的电压，使二者相等。 (4) 共模反馈环路驱动输出共模电压(该电压采样于图62中两个 内部共模抽头电阻的中点)，使其等于V OCM 端的设定电 压。这样可以确保 (5) 并且 (6) 图64. 典型连接 利用匹配反馈网络估算噪声、增益和带宽 估算输出噪声电压和带宽 差分输出电压定义为 (1) 共模电压为两个电压的平均值。输出共模电压定义为 (2) 总输出噪声为多个统计独立源的方均根之和。由于这些源 在统计上是独立的，因此在计算方和根时必须将各个源的 贡献单独纳入其中。表7列出了不同闭环增益下的建议电 阻值以及带宽和输出差分电压噪声的估算值。对于多数应 用来说，1%的电阻就够了。 表7. 不同闭环增益下的建议增益设置电阻值和电压增益值 输出平衡 输出平衡是衡量VOP和VON的幅度匹配情况以及二者相互间 180°反相精度的一项指标。内部共模反馈环路强制输出共 模中的信号分量清零，结果得到近乎完美的平衡差分输 出，幅度完全相等，相位相差180°。输出平衡性能不要求 使用严格匹配的外部元件，也不要求各环路的反馈因子相 等。低频输出平衡最终受片内分压器失配的限制。 增益 1 2 5 10 在差分电压输出端放置匹配良好的电阻分压器，并将电阻 分压器中点的信号与差分输出的幅度进行比较，即可测量 出输出平衡。根据这种定义，输出平衡等于输出共模电压 的变化幅度除以输出差模电压变化幅度： Rev. D | Page 20 of 28 RG (Ω) 1k 1k 1k 1k RF (Ω) 1k 2k 5k 10 k 3 dB带宽(MHz) 72 40 12 6 总输出噪声 (nV/√Hz) 18.6 28.9 60.1 112.0 AD8137 差分输出电压噪声含有来自AD8137的输入电压噪声和输入 电流噪声以及来自外部反馈网络的噪声。 输入电压噪声频谱密度贡献的计算等式为 反馈因子符号 使用差分驱动器时，引入反馈因子β将带来不少方便，其 定义为 其中，vn定义为等效输入差分电压噪声。该等式与传统运 算放大器的等式相同。 该符号与常规反馈分析是一致的，而且非常有用，尤其是 两个反馈环路不匹配时。 各输入的输入电流噪声贡献用以下等式计算： 输入共模电压 其中， in定义为一个输入端的输入噪声电流。每个输入端 均需单独处理，因为两个输入电流在统计上是相互独立 的。 VAN和VAP两个端子的线性范围扩展至任一供电轨的约1 V之 内。由于VAN和VAP实际相等，因此二者都等于放大器的输 入共模电压。在规格表中，其范围表示为输入共模范围。 在图64的连接图中，VAN和VAP处的电压可以表示为 各RG的贡献用以下等式计算： 显然，其结果可以视为各RG的热噪声与差分增益幅度之 积。 各RF 的贡献用以下等式计算： 其中，VACM为放大器输入端的共模电压。 使用符号β，等式(15)可改写为 或其等价式 其中，VICM 为输入信号的共模电压，即 电压增益 单端到差分输出拓扑中的节点电压行为可以根据信号定义 和图64推算出来。据图64，CF = 0且设置VIN = 0，则有： 为确保器件正常工作，VAN和VAP处的电压必须保持在各自 线性范围内。 计算输入阻抗 求得以上两个等式的解，并将VIP设为Vi，结果可得VO,dm /Vi的增益关系。 只需将输入信号应用于VIN并使 VIP = 0，即可得到具有相同 增益幅度的反相配置。对于平衡差分输入，从VIN, dm到VO, dm 的增益同样等于RF/RG，其中VIN, dm = VIP − VIN。 图64中的电路的输入阻抗取决于放大器是由单端信号源驱 动，还是由差分信号源驱动。对于平衡差分输入信号，差 分输入阻抗(RIN, dm) 就是 对于单端信号(比如，当VIN接地且输入信号驱动VIP时)， 输入阻抗为 Rev. D | Page 21 of 28 AD8137 5V 0.1µF 0.1µF 1kΩ 8 VOCM 2 1 VIN VREFB 2.5V 3 – AD7450A 4 1kΩ VACM WITH VREFB = 0 VDD VIN– AD8137 6 1kΩ 1.0nF 5 + 50Ω VIN+ GND 1.0nF VREF 2.5kΩ +1.88V +1.25V +0.63V ADR525A 2.5V SHUNT VREFA REFERENCE 图65. AD8137驱动AD7450A，12位ADC 04771-0-018 +2.5V GND –2.5V 1kΩ 50Ω 5V 0.1µF VIN 0V TO 5V 输入共模摆动考虑 8 2 1 5 + AD8137 – 1kΩ 4 1kΩ 10µF TO AD7450A VREF 5V 0.1µF 以图65为例，其中，VIN是在地基线左右摆动的5 V p-p， VREFB连接至地。AD8137的输入信号源于输出电阻极低的 源。 避免输入共模摆动限制的一种方法是在中间电源电压处对 VIN和VREF进行偏置处理。这种情况下，VIN为在2.5 V基线左 右摆动的5 V p-p，VREF连接至低Z 2.5 V源。此时，VICM的幅 度为2.5 V p-p，摆动幅度约为2.5 V。利用等式17的结果， VACM等于VICM，因为VOCM = VICM。因此，VICM在1.25 V至 3.75 V间摆动，完全在AD8137的输入共模电压限值之内。 此例的另一个优势是，由于VOCM = VACM = VICM，所有共模 电流都发挥了作用。图66所示为提供低Z偏置电压的一种 方式。对于不要求精确基准的情况下，一个简单的分压器 就可以将输入电压送至缓冲。 1kΩ VOCM 6 在一些单端转差分应用中，在使用单电源电压时，必须注 意输入共模电压的摆动，VACM。 电路的差分增益为1.0，且β = 0.5。VICM的幅度为2.5 V p-p， 在地左右摆动。利用等式16的结果，AD8137输入端的共模 电压VACM为一个在1.25 V 基线左右摆动的1.25 V p-p信号。 这里，VACM的最大负偏移为0.63 V，超过了低输入共模电压 限值。 1kΩ 3 + 0.1µF + AD8031 0.1µF – 10kΩ ADR525A 2.5V SHUNT REFERENCE 04771-0-019 常规反相运算放大器配置的输入阻抗就是RG；然而，在等 式19中该值较高，这是因为一小部分差分输出电压出现在 求和点VAN和VAP处。该电压会将部分电压导引至整个输入 电阻RG，导致输入电阻增加。 图66. 低Z偏置源 避免输入共模摆动限制的另一种方法是在AD8137上使用双 电源。这种情况下，不需要偏置电路。 带宽与闭环增益 AD8137的3 dB带宽将按比例减少，以提高闭环增益，这一 点与传统的电压反馈运算放大器完全一样。当闭环增益大 于4时，具有增益的带宽可用以下等式估算 f −3dB ,VO ,dm = RG × (72MHz ) RG + RF (20) 或其等价式，β(72 MHz)。 以上估算等式假定放大器环路的相位余量为最小值90°，这 种情况出现在增益大于4的时候。根据以上等式可知，增 益越低，带宽越高，这是因为较低的相位余量在波特图上 产生了峰值。 Rev. D | Page 22 of 28 AD8137 估算直流误差 驱动容性负载 导致AD8137中主要差分输出失调误差的因素主要有三个： 输入失调电压，VAN和VAP输入电流与反馈网络电阻相互作 用导致的失调，以及输入和输出共模电压之间的直流电压 差与反馈网络中的匹配误差共同导致的失调。 纯容性负载与AD8137的焊线和引脚电感发生反应，结果在 瞬态响应中导致高频振铃和相位余量损失。减小这种效应 的一种方式是与各个输出端串联一个小电阻，以缓存负载 电容。电阻和负载电容形成一个一阶低通滤波器；因此， 电阻值应尽量小。有时，ADC要求在其输入端添加小型串 联电阻。 第一个输出误差分量可用以下等式计算 图37和图40显示了瞬态响应与容性负载的关系，是通过在 各输出端使用串联电阻和差分容性负载生成的。 其中，VIo为输入失调电压。 布局考虑 第二个误差通过以下等式计算 在利用AD8137进行设计时，应遵循有关高速PCB布局的标 准规范。建议采用坚固的接地平面，并将良好的宽带电源 去耦网络尽量置于靠近电源引脚之处。 为减少求和点的杂散电容，必须清除连接求和点的全部走 线和焊盘之下各层中的铜。少量杂散求和点电容会在频率 响应中导致峰值现象，量大时可能导致不稳定。如果无法 完全避免杂散求和点电容，可以通过在反馈电阻上放置小 电容来补偿其影响。 其中，IIO定义为两个输入偏置电流之间的失调。 第三个误差通过以下等式计算 其中，Δenr为两个反馈电阻之间的小数失配。 单端输入的端接 总差分失调误差为这三个误差源之和。 反馈网络失配的其他影响 即使RF/RG反馈网络失配时，内部共模反馈网络仍将强制输 出电压保持平衡。但这种失配将导致与反馈网络失配成比 例的增益误差。 外部电阻中的比率匹配误差会降低VAN和VIN输入端的共模 信号抑制能力，与基于常规运算放大器的四电阻差分放大 器类似。比率匹配误差还会产生一个差分输出分量，其值 等于VOCM输入电压与反馈因子(β)差的乘积。在采用1%电 阻的多数应用中，该分量会在输出端形成差分直流失调， 其值很小，可忽略不计。 受控阻抗互连用于多数高速信号应用中，至少要求一个线 路端接。在模拟应用中，匹配的阻性端接一般置于线路的 负载端。本节将探讨正确地将单端输入端接到AD8137的方 法。 AD8137输入电路中存在的输入电阻与端接电阻并联，必须 考虑其负载效应。必须将驱动器的戴维宁等效电路、其源 电阻和端接电阻全部纳入计算范围。要求出问题的确切 解，必须同时求出数个代数方程的解，这超出了本数据手 册的范围。也可以使用迭代法，而且更加简单，考虑到一 般都使用标准电阻值这一事实时，尤其如此。 Rev. D | Page 23 of 28 AD8137 图67显示了单位增益配置下的AD8137，就如后文所讨论的 那样，该图是一个很好的例子，展示了如何在50 Ω环境中 正确端接。 关断 AD8137有一个PD引脚，器件闲置时，可用来减少静态电 流消耗。在引脚7上施加一个低逻辑电平即可启用PD。高 低逻辑电平之间的阈值在名义上比负供电轨高1.1 V。有关 阈值限值，请参看表1到表3。 AD8137的PD引脚采用一个内部上拉网络，使放大器可以 正常工作。AD8137的PD引脚可保持悬空(即无需外部连 接)，不使用外部上拉电阻也可确保正常工作(见图68)。 切勿将PD引脚直接连接到±5 V应用中的VS+。这样做可能 使放大器吸收过多电源电流(见图59)，可能导致振荡和/或 稳定问题。 图67. 带端接输入的AD8137 52.3 Ω端接电阻RT与AD8137电路的1 kΩ输入电阻并联，结 果在信号源处产生50 Ω的总输入电阻。要使反馈环路相匹 配，如果各环路拥有相同的RF，其RG也必须相同。在输入 (上部)环路中，RG等于1 kΩ电阻与(+)输入的串联值加上RT 与50Ω源电阻的并联值。因此，在上部环路中，R G 等于 1.03 kΩ。与其最接近的标准值是1.02 kΩ，该值用在低环路 RG中。 反馈电阻值的计算要复杂得多。采用50 Ω端接电阻时，信 号源发生器VIN的幅度为其输出信号幅度的2倍。因此，来 自Vs的4 V p-p幅度将产生一个2 V p-p端接幅度。在计算闭 环增益时，必须使用信号源和RT的戴维宁等效电路，因为 上部环路中的RG被分离成1 kΩ电阻和返回信号源的戴维宁 电阻两部分。采用50 Ω端接电阻时，信号源的戴维宁电压 大于信号源输出电压，这是因为RT 必须始终大于50 Ω。这 种情况下，RT等于 52.3 Ω，戴维宁电压和电阻分别为2.04 V p-p和25.6 Ω。 此时，可将上部的输入分路看作与1.03 kΩ电阻串联的2.04 V p-p信号源。由于这是一个单位增益应用，所以需要采用 2 V p-p差分输出，因此，RF 必须为1.03 kΩ × (2/2.04) = 1.01 kΩ ≈ 1 kΩ。 从这个例子可以看出，当RF和RG相对于RT较大时，实际 上，由于RT 大于信号源输出电阻，所以RG增量导致的增益 减量被戴维宁电压增量抵消了。一般地，在端接应用中， 随着RF和RG的变小，要补偿 RG增量，必须加大RF。 图68. PD引脚电路 驱动性能超过12位的ADC 由于AD8137适用于12位系统，所以有必要测量该放大器在 线性度大于12位的系统中的性能。具体地，最重要的指标 是有效位数(ENOB)。AD7687、16位250 KSPS ADC的性能 使其成为展现AD8137的12性能的理想选择。 对于该应用，AD8137的增益设为2，并通过20 kHz带通滤 波器设为单端模式，其输出则以差分形式进入AD7687的输 入端(见图69)。该电路的RG阻抗不匹配，因而，其差分输 出端存在直流失调。该电路用作测试电路以展示AD8137的 性能。实际应用电路的反馈网络应相匹配。 对于最高−1.82 dBFS的AD7687输入范围，AD8137电源为应 用于VS+的5 V单电源，其中，VS−接地。为了使AD7687的 输入范围提高到−0.45 dBFS，我们将AD8137的电源分别提 高到+6 V和−1 V。两种情况下，VOCM引脚均采用2.5 V偏 置，PD引脚保持悬空。所有电源电压都用0.1μF电容去 耦。图70和图71分别展示了−1.82 dBFS配置和−0.45 dBFS配 置下的性能。 在生成典型性能特性数据时，我们对各指标进行了校准， 考虑了端接对闭环增益的影响。 Rev. D | Page 24 of 28 AD8137 V S+ 1.0kΩ 20kHz V+ VIN 499Ω BPF + VOCM 499Ω 33Ω VDD 1nF AD8137 – 33Ω AD7687 GND 1nF 04771-0-067 GND 1.0kΩ +2.5 VS– 0 –10 0 20 40 60 80 FREQUENCY (kHz) 100 120 140 图70. AD8137在5 V单电源、−1.82 dBFS下的性能 THD = –91.75dBc SNR = 91.35dB SINAD = 88.75dB ENOB = 14.4 –20 –30 –40 –50 –60 –70 –80 –90 –100 –110 –120 –130 –140 –150 –160 04771-0-069 THD = –93.63dBc SNR = 91.10dB SINAD = 89.74dB ENOB = 14.6 AMPLITUDE (dB OF FULL SCALE) 0 –10 –20 –30 –40 –50 –60 –70 –80 –90 –100 –110 –120 –130 –140 –150 –160 –170 04771-0-068 AMPLITUDE (dB OF FULL SCALE) 图69. AD8137驱动AD7687、16位250 KSPS ADC 0 20 40 80 60 FREQUENCY (kHz) 100 120 140 图71. AD8137在+6 V、−1 V电源、-0.45 dBFS下的性能 Rev. D | Page 25 of 28 AD8137 外形尺寸 5.00 (0.1968) 4.80 (0.1890) 8 4.00 (0.1574) 3.80 (0.1497) 1 5 4 1.27 (0.0500) BSC 0.25 (0.0098) 0.10 (0.0040) 6.20 (0.2441) 5.80 (0.2284) 1.75 (0.0688) 1.35 (0.0532) 0.51 (0.0201) 0.31 (0.0122) COPLANARITY 0.10 SEATING PLANE 0.50 (0.0196) 0.25 (0.0099) 45° 8° 0° 0.25 (0.0098) 0.17 (0.0067) 1.27 (0.0500) 0.40 (0.0157) 012407-A COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MS-012-AA CONTROLLING DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS; INCH DIMENSIONS (IN PARENTHESES) ARE ROUNDED-OFF MILLIMETER EQUIVALENTS FOR REFERENCE ONLY AND ARE NOT APPROPRIATE FOR USE IN DESIGN. 图72. 8引脚标准小型封装[SOIC_N] 窄体 (R-8) 图示尺寸单位：mm（inches） 0.60 MAX 5 PIN 1 INDICATOR TOP VIEW 2.95 2.75 SQ 2.55 8 SEATING PLANE 12° MAX 0.50 0.40 0.30 0.70 MAX 0.65 TYP 0.05 MAX 0.01 NOM 0.30 0.23 0.18 0.20 REF 1.60 1.45 1.30 EXPOSED PAD (BOTTOM VIEW) 4 0.90 MAX 0.85 NOM 0.50 BSC 0.60 MAX 1 1.89 1.74 1.59 PIN 1 INDICATOR FOR PROPER CONNECTION OF THE EXPOSED PAD, REFER TO THE PIN CONFIGURATION AND FUNCTION DESCRIPTIONS SECTION OF THIS DATA SHEET. 图73. 8引脚引脚架构芯片级封装[LFCSP_VD] 3 mm x 3 mm，超薄体，双列引脚 (CP-8-2) 图示尺寸单位：mm Rev. D | Page 26 of 28 090308-B 3.25 3.00 SQ 2.75 AD8137 订购指南 型号1 AD8137YR AD8137YR-REEL7 AD8137YRZ AD8137YRZ-REEL AD8137YRZ-REEL7 AD8137YCP-REEL AD8137YCPZ-R2 AD8137YCPZ-REEL AD8137YCPZ-REEL7 AD8137YCP-EBZ AD8137YR-EBZ 1 温度范围 封装描述 -40℃至+125℃ -40℃至+125℃ -40℃至+125℃ -40℃至+125℃ -40℃至+125℃ -40℃至+125℃ -40℃至+125℃ -40℃至+125℃ -40℃至+125℃ 8引脚标准小型封装(SOIC_N) 8引脚标准小型封装(SOIC_N) 8引脚标准小型封装(SOIC_N) 8引脚标准小型封装(SOIC_N) 8引脚标准小型封装(SOIC_N) 8引脚引脚架构芯片级封装(LFCSP_VD) 8引脚引脚架构芯片级封装(LFCSP_VD) 8引脚引脚架构芯片级封装(LFCSP_VD) 8引脚引脚架构芯片级封装(LFCSP_VD) LFCSP评估板 SOIC评估板 Z = RoHS兼容器件，#表示RoHS器件可能在顶部或底部进行标识。 Rev. D | Page 27 of 28 封装选项 R-8 R-8 R-8 R-8 R-8 CP-8-2 CP-8-2 CP-8-2 CP-8-2 标识 HFB HFB# HFB# HFB# AD8137 注释 ©2004–2010 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. D04771-0-7/10(D) Rev. D | Page 28 of 28