700 MHz至2.7 GHz
正交解调器
ADL5382
产品特性
功能框图
CMRF CMRF RFIP RFIN CMRF VPX
23
24
22
21
20
19
VPA
1
ADL5382
18 VPB
COM
2
BIAS
GEN
17 VPB
BIAS
3
16 QHI
0°
90°
VPL
4
VPL
5
14 IHI
VPL
6
13 ILO
7
CML
8
9
10
LOIP LOIN CML
15 QLO
11
12
CML
COM
07208-001
RF和LO工作频率：700 MHz至2.7 GHz
输入IP3
33.5 dBm (900 MHz)
30.5 dBm (1900 MHz)
输入IP2：>70 dBm (900 MHz)
输入P1dB：14.7 dBm (900 MHz)
噪声系数(NF)
14.0 dB (900 MHz)
15.6 dB (1900 MHz)
电压转换增益： ~4 dB
正交解调精度
相位精度： ~0.2°
幅度平衡： ~0.05 dB
解调带宽：~370 MHz
基带I/Q驱动：2 V p-p(200 Ω负载)
5 V单电源
图1.
应用
蜂窝W-CDMA/CDMA/CDMA2000/GSM
微波点对(多)点无线电
宽带无线和WiMAX
概述
ADL5382是一款宽带正交I/Q解调器，涵盖从700 MHz到2.7 GHz
完全平衡的设计可极大地降低二阶失真的影响。从LO端口
的RF输入频率范围。在900 MHz时，其噪声系数(NF)为14 dB，
至RF端口的泄漏小于−65 dBc。I和Q输出端的差分直流失调
IP1dB为14.7 dBm，三阶交调截点(IIP3)为33.5 dBm；具有出
电压典型值小于10 mV。这些因素使该器件具有60 dBm以上
色的动态范围，适合要求苛刻的基础设施直接变频应用。
的出色IIP2特性。
差分RF输入提供功能良好的50 Ω宽带输入阻抗，最好采用1:1
巴伦驱动以实现最佳性能。
解调精度非常出色，幅度平衡和相位平衡分别约为0.05 dB和
0.2°。解调相内(I)和正交(Q)差分输出经过完全缓冲，提供
约4 dB的电压转换增益。缓冲基带输出能将2 V p-p差分信号
ADL5382采用4.75 V至5.25 V单电源供电，可利用从BIAS引脚
连接至地的外部电阻来调节电源电流。
ADL5382采用ADI公司先进的硅-锗双极性工艺制造，提供
24引脚、裸露焊盘LFCSP封装。
驱动至200 Ω负载。
Rev. A
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ADI中文版数据手册是英文版数据手册的译文，敬请谅解翻译中可能存在的语言组织或翻译错误，ADI不对翻译中存在的差异或由此产生的错误负责。如需确认任何词语的准确性，请参考ADI提供
的最新英文版数据手册。
ADL5382
目录
产品特性 ............................................................................................ 1
发射极跟随器缓冲器............................................................... 13
应用..................................................................................................... 1
偏置电路..................................................................................... 13
功能框图 ............................................................................................ 1
应用信息 .......................................................................................... 14
概述..................................................................................................... 1
基本连接..................................................................................... 14
修订历史 ............................................................................................ 2
电源 ............................................................................................. 14
技术规格 ............................................................................................ 3
本振(LO)输入 ............................................................................ 14
绝对最大额定值............................................................................... 5
RF输入 ........................................................................................ 15
ESD警告........................................................................................ 5
基带输出..................................................................................... 15
引脚配置和功能描述 ...................................................................... 6
误差矢量幅度(EVM)性能....................................................... 16
典型工作特性 ................................................................................... 7
低IF镜像抑制............................................................................. 17
fRF = 900 MHz时的分布情况................................................... 10
示例基带接口 ............................................................................ 17
fRF = 1900 MHz时的分布情况................................................. 11
特性设置 .......................................................................................... 21
fRF = 2700 MHz时的分布情况................................................. 12
评估板 .............................................................................................. 23
电路描述 .......................................................................................... 13
外形尺寸 .......................................................................................... 27
LO接口........................................................................................ 13
订购指南..................................................................................... 27
V-I转换器 ................................................................................... 13
混频器 ......................................................................................... 13
修订历史
2012年5月—修订版0至修订版A
表2增加θJC = 3°C/W......................................................................... 5
图2增加EPAD注释........................................................................... 6
更新外形尺寸 ................................................................................. 27
2008年3月—版本0：初始版
Rev. A | Page 2 of 28
ADL5382
技术规格
除非另有说明，VS = 5 V，TA = 25°C，fLO = 900 MHz，fIF = 4.5 MHz，PLO = 0 dBm，BIAS引脚开路，ZO = 50 Ω。基带在450 Ω
负载下以差分形式输出。用于驱动RF端口的巴伦损耗从这些测量结果中去除。
表1.
参数
工作条件
LO和RF频率范围
LO输入
输入回损
LO输入电平
I/Q基带输出
电压转换增益
解调带宽
正交相位误差
I/Q幅度不平衡
输出直流失调(差分)
输出共模
0.1 dB增益平坦度
输出摆幅
峰值输出电流
电源
电压
电流
RF = 900 MHz时的动态性能
转换增益
输入P1dB
二阶输入交调截点(IIP2)
三阶输入交调截点(IIP3)
LO至RF
RF至LO
IQ幅度不平衡
IQ相位不平衡
LO至IQ
噪声系数
阻塞条件下的噪声系数
RF = 1900 MHz时的动态性能
转换增益
输入P1dB
二阶输入交调截点(IIP2)
三阶输入交调截点(IIP3)
LO至RF
RF至LO
IQ幅度不平衡
IQ相位不平衡
LO至IQ
噪声系数
阻塞条件下的噪声系数
条件
最小值 典型值
最大值
单位
0.7
2.7
GHz
+6
dB
dBm
LOIP、LOIN
在900 MHz下，LO通过巴伦以差分形式驱动
−6
QHI、QLO、IHI、ILO
在900 MHz下，I和Q输出上具有450 Ω差分负载
在900 MHz下，I和Q输出上具有200 Ω差分负载
1 V p-p信号，3 dB带宽
900 MHz时
−11
0
3.9
3.0
370
0.2
0.05
±5
VPOS − 2.8
50
2
12
0 dBm LO输入(900 MHz时)
差分200 Ω负载
每个引脚
VPA, VPL, VPB, VPX
4.75
BIAS引脚开路
RBIAS = 4 kΩ
每个输入音−5 dBm
每个输入音−5 dBm
RFIN、RFIP端接50 Ω
LOIN、LOIP端接50 Ω
RFIN、RFIP端接50 Ω
−5 dBm干扰，相隔5 MHz
每个输入音−5 dBm
每个输入音−5 dBm
RFIN、RFIP端接50 Ω
LOIN、LOIP端接50 Ω
RFIN、RFIP端接50 Ω
−5 dBm干扰，相隔5 MHz
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dB
dB
MHz
度
dB
mV
V
MHz
V p-p
mA
220
196
5.25
V
mA
mA
3.9
14.7
73
33.5
−92
−89
0.05
0.2
−43
14.0
19.9
dB
dBm
dBm
dBm
dBm
dBc
dB
度
dBm
dB
dB
3.9
14.4
65
30.5
−71
−78
0.05
0.2
−41
15.6
20.5
dB
dBm
dBm
dBm
dBm
dBc
dB
度
dBm
dB
dB
ADL5382
参数
RF = 2700 MHz时的动态性能
转换增益
输入P1dB
二阶输入交调截点(IIP2)
三阶输入交调截点(IIP3)
LO至RF
RF至LO
IQ幅度不平衡
IQ相位不平衡
LO至IQ
噪声系数
条件
RFIP, RFIN
最小值 典型值
每个输入音−5 dBm
每个输入音−5 dBm
RFIN、RFIP端接50 Ω，1xLO出现在RF端口
LOIN、LOIP端接50 Ω
RFIN、RFIP端接50 Ω，1xLO出现在BB端口
Rev. A | Page 4 of 28
3.3
14.5
52
28.3
−70
−55
0.16
0.1
−42
17.6
最大值
单位
dB
dBm
dBm
dBm
dBm
dBc
dB
度
dBm
dB
ADL5382
绝对最大额定值
注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性损
表2.
参数
电源电压(VPA、VPL、VPB、VPX)
LO输入功率
RF输入功率
内部最大功耗
θJA
θJC
最高结温
工作温度范围
存储温度范围
额定值
5.5 V
13 dBm (re: 50 Ω)
15 dBm (re: 50 Ω)
1230 mW
54°C/W
3°C/W
150°C
−40°C至+85°C
−65°C至+125°C
坏。这只是额定最值，并不能以这些条件或者在任何其它
超出本技术规范操作章节中所示规格的条件下，推断器件
能否正常工作。长期在绝对最大额定值条件下工作会影响
器件的可靠性。
ESD警告
ESD(静电放电)敏感器件。
带电器件和电路板可能会在没有察觉的情况下放电。
尽管本产品具有专利或专有保护电路，但在遇到高
能量ESD时，器件可能会损坏。因此，应当采取适当
的ESD防范措施，以避免器件性能下降或功能丧失。
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ADL5382
引脚配置和功能描述
23
22
21
20
19
1
2
COM
3
BIAS
4
VPL
5
VPL
6
VPL
CML
7
VPB 17
QHI 16
ADL5382
TOP VIEW
(Not to Scale)
QLO 15
IHI 14
ILO 13
LOIP LOIN CML
8
9
10
CML
COM
11
12
NOTES
1. CONNECT THE EXPOSED PAD TO A LOW IMPEDANCE
THERMAL AND ELECTRICAL GROUND PLANE.
07208-002
24
CMRF CMRF RFIP RFIN CMRF VPX
VPA
VPB 18
图2. 引脚配置
表3. 引脚功能描述
引脚编号
1, 4至6,
17至19
2, 7, 10至12,
20, 23, 24
3
引脚名称
VPA, VPL, VPB, VPX
8, 9
LOIP, LOIN
13至16
ILO, IHI, QLO, QHI
21, 22
RFIN, RFIP
COM, CML, CMRF
BIAS
EP
说明
电源电压。用于LO、IF、偏置和基带部分的正电源电压。
应使用适当大小的电容将这些引脚去耦至电路板地。
地。连接至低阻抗接地层。
偏置控制。可以将一个电阻(RBIAS)连接在BIAS与COM之间，
用以降低混频器内核电流。此引脚的默认设置为断开。
本振输入。引脚必须交流耦合。必须通过巴伦执行差分驱动
(推荐巴伦为M/A-COM ETC1-1-13)，以实现最佳性能。
I通道和Q通道混频器基带输出。这些输出具有50 Ω差分输出阻抗(每个引脚25 Ω)。
这些引脚上的偏置电平等于VPOS − 2.8 V。每个输出对的摆幅为2 V p-p(差分)，
可以驱动200 Ω的负载。3 dB输出带宽为370 MHz。
RF输入。可通过1:1巴伦(推荐巴伦为M/A-COM ETC1-1-13)将单端50 Ω信号施加于RF输入。
还必须将以地为基准的电感连接到RFIP和RFIN(推荐值为33 nH)。
裸露焊盘。连接至低热阻抗和电阻抗接地层。
Rev. A | Page 6 of 28
ADL5382
典型工作特性
除非另有说明，VS = 5 V，TA = 25°C，LO驱动电平 = 0 dBm，RBIAS = 开路，RF输入巴伦损耗去嵌入。
20
2
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
1
15
BASEBAND RESPONSE (dB)
GAIN (dB), IP1dB (dBm)
INPUT P1dB
10
GAIN
5
0
–1
–2
–3
–4
–5
–6
1100 1300 1500 1700 1900 2100 2300 2500 2700
RF FREQUENCY (MHz)
–8
07208-003
10
100
图3. 转换增益和输入IP1 dB压缩点(IP1dB)与
RF频率的关系
80
图6. 归一化IQ基带频率响应
19
I CHANNEL
Q CHANNEL
70
18
50
40
INPUT IP3 (I AND Q CHANNELS)
30
10
700
900
17
16
15
14
13
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
1100 1300 1500 1700 1900 2100 2300 2500 2700
RF FREQUENCY (MHz)
12
700
07208-004
20
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
900
RF FREQUENCY (MHz)
图4. 输入三阶交调截点(IIP3)和输入
二阶交调截点(IIP2)与RF频率的关系
图7. 噪声系数与RF频率的关系
4
1.5
3
QUADRATURE PHASE ERROR (Degrees)
2.0
0.5
0
–0.5
–1.0
–2.0
700
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
900
1100 1300 1500 1700 1900 2100 2300 2500 2700
RF FREQUENCY (MHz)
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
2
1
0
–1
–2
–3
–4
700
07208-005
GAIN MISMATCH (dB)
1.0
–1.5
1100 1300 1500 1700 1900 2100 2300 2500 2700
07208-007
IIP3, IIP2 (dBm)
NOISE FIGURE (dB)
INPUT IP2
60
1000
BASEBAND FREQUENCY (MHz)
900
1100 1300 1500 1700 1900 2100 2300 2500 2700
RF FREQUENCY (MHz)
图8. IQ正交相位误差与RF频率的关系
图5. IQ增益失配与RF频率的关系
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07208-008
900
07208-006
–7
0
700
20
65
NOISE FIGURE
50
10
IIP3
5
35
GAIN
–5
–4
–3
–2
–1
0
1
2
3
4
5
6
20
LO LEVEL (dBm)
65
14
45
8
4
25
GAIN
2
32
210
22
200
190
NOISE FIGURE
180
14
170
1
160
100
10
RBIAS (kΩ)
1
2
3
4
5
6
15
12
8
GAIN (dB), IP1dB (dBm),
IIP2 I AND Q CHANNEL (dBm)
21
19
900MHz
10
100
100
图13. IIP3和噪声系数与RBIAS 的关系，fRF = 1900 MHz
70
23
1
RBIAS (kΩ)
27
25
INPUT IP3
NOISE FIGURE
80
15
60
50
900MHz: GAIN
900MHz: IP1dB
900MHz: IIP2, I CHANNEL
900MHz: IIP2, Q CHANNEL
1900MHz: GAIN
1900MHz: IP1dB
1900MHz: IIP2, I CHANNEL
1900MHz: IIP2, Q CHANNEL
40
30
20
10
–25
–20
–15
–10
–5
0
5
RF BLOCKER INPUT POWER (dBm)
07208-011
13
–30
0
16
29
17
–1
20
图10. IIP3、噪声系数和电源电流与RBIAS 的关系，fRF = 900 MHz
1900MHz
–2
24
07208-010
10
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
28
IIP3 (dBm) AND NOISE FIGURE (dB)
220
18
–3
图12. 转换增益、IP1dB、噪声系数、IIP3和IIP2与
LO电平的关系，fRF = 1900 MHz
230
INPUT IP3
–4
LO LEVEL (dBm)
SUPPLY CURRENT (mA)
26
–5
240
SUPPLY CURRENT
NOISE FIGURE (dB)
IIP3 (dBm) AND NOISE FIGURE (dB)
30
35
IIP3
6
250
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
IP1dB
10
图9. 转换增益、IP1dB、噪声系数、IIP3和IIP2与
LO电平的关系，fRF = 900 MHz
34
55
NOISE FIGURE
12
0
–6
07208-009
0
–6
IIP2, I CHANNEL
16
07208-013
15
18
IIP3, IIP2 (dBm)
IP1dB
07208-014
IIP2, I CHANNEL
75
IIP2, Q CHANNEL
07208-012
80
IIP2, Q CHANNEL
GAIN (dB), IP1dB (dBm), NOISE FIGURE (dB)
20
IIP3, IIP2 (dBm)
GAIN (dB), IP1dB (dBm), NOISE FIGURE (dB)
ADL5382
图11. 噪声系数与输入阻塞电平的关系，fRF = 900 MHz、
1900 MHz(RF阻塞5 MHz偏移)
0
1
10
RBIAS (kΩ)
图14. 转换增益、IP1dB、IIP2_I和IIP2_Q与RBIAS 的关系，
fRF = 900 MHz、1900MHz
Rev. A | Page 8 of 28
ADL5382
85
I CHANNEL
Q CHANNEL
35
–30
80
25
75
IIP2
70
15
IP1dB
65
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
0
0
10
–60
–70
–80
–90
20
30
40
60
50
BASEBAND FREQUENCY (MHz)
–100
700
900
LO FREQUENCY (MHz)
图18. LO至RF泄漏与LO频率的关系
–20
–10
–30
–20
–40
LEAKAGE (dBc)
0
–30
–40
–50
–50
–60
–70
–60
–80
–70
–90
900
1100 1300 1500 1700 1900 2100 2300 2500 2700
LO FREQUENCY (MHz)
–100
700
07208-016
LEAKAGE (dBm)
图15. IP1dB、IIP3和IIP2与基带频率的关系
–80
700
1100 1300 1500 1700 1900 2100 2300 2500 2700
07208-018
5
–50
900
1100 1300 1500 1700 1900 2100 2300 2500 2700
RF FREQUENCY (MHz)
07208-019
10
–40
07208-015
IP1dB, IIP3 (dBm)
30
20
–20
LEAKAGE (dBm)
IIP3
IIP2, I AND Q CHANNELS (dBm)
40
图19. RF至LO泄漏与RF频率的关系
图16. LO至BB泄漏与LO频率的关系
0
0
–5
–5
RETURN LOSS (dB)
–15
–20
–25
–30
–35
–40
–10
–15
–20
–25
–50
700
900
1100 1300 1500 1700 1900 2100 2300 2500 2700
RF FREQUENCY (MHz)
–30
700
900
1100 1300 1500 1700 1900 2100 2300 2500 2700
LO FREQUENCY (MHz)
图20. LO端口回损与LO频率(通过ETC1-1-13巴伦在
特性板上测得)的关系
图17. RF端口回损与RF频率(通过ETC1-1-13巴伦和
33 nH偏置电感在特性板上测得)的关系
Rev. A | Page 9 of 28
07208-020
–45
07208-017
RETURN LOSS (dB)
–10
ADL5382
fRF = 900 MHz时的分布情况
100
100
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
80
PERCENTAGE (%)
60
40
20
40
20
32
33
34
35
36
37
INPUT IP3 (dBm)
100
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
PERCENTAGE (%)
65
70
75
80
85
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
60
40
60
40
20
13
14
15
16
17
INPUT P1dB (dBm)
0
12.5
07208-022
12
14.0
14.5
15.0
15.5
1.00
图25. 噪声系数分布，fRF = 900 MHz
100
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
80
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
PERCENTAGE (%)
80
60
40
20
60
40
20
–0.1
0
0.1
GAIN MISMATCH (dB)
0.2
07208-023
0
–0.2
13.5
NOISE FIGURE (dB)
图22. IP1dB分布，fRF = 900 MHz
100
13.0
07208-025
PERCENTAGE (%)
60
80
20
PERCENTAGE (%)
55
图24. I通道和Q通道的IIP2分布，fRF = 900 MHz
80
0
50
INPUT IP2 (dBm)
图21. IIP3分布，fRF = 900 MHz
100
I CHANNEL
Q CHANNEL
07208-024
31
0
45
07208-021
0
60
07208-026
PERCENTAGE (%)
80
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
图23. IQ增益失配分布，fRF = 900 MHz
0
–1.00
–0.75
–0.50
–0.25
0
0.25
0.50
0.75
QUADRATURE PHASE ERROR (Degrees)
图26. IQ正交相位误差分布，fRF = 900 MHz
Rev. A | Page 10 of 28
ADL5382
fRF = 1900 MHz时的分布情况
100
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
80
PERCENTAGE (%)
60
40
20
40
20
30
31
32
33
INPUT IP3 (dBm)
100
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
40
20
14
15
16
17
80
85
17.0
1.00
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
14.5
15.0
15.5
16.0
16.5
NOISE FIGURE (dB)
图31. 噪声系数分布，fRF = 1900 MHz
100
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
PERCENTAGE (%)
80
40
20
60
40
20
–0.1
0
0.1
GAIN MISMATCH (dB)
0.2
07208-029
PERCENTAGE (%)
75
40
0
14.0
07208-028
13
60
0
–0.2
70
60
图28. IP1dB分布，fRF = 1900 MHz
80
65
20
INPUT P1dB (dBm)
100
60
80
60
0
12
55
图30. I通道和Q通道的IIP2分布，fRF = 1900 MHz
PERCENTAGE (%)
PERCENTAGE (%)
80
50
INPUT IP2 (dBm)
图27. IIP3分布，fRF = 1900 MHz
100
I CHANNEL
Q CHANNEL
07208-030
29
0
45
07208-027
0
28
60
07208-031
PERCENTAGE (%)
80
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
07208-032
100
图29. IQ增益失配分布，fRF = 1900 MHz
0
–1.00
–0.75
–0.50
–0.25
0
0.25
0.50
0.75
QUADRATURE PHASE ERROR (Degrees)
图32. IQ正交相位误差分布，fRF = 1900 MHz
Rev. A | Page 11 of 28
ADL5382
fRF = 2700 MHz时的分布情况
100
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
80
PERCENTAGE (%)
60
40
20
40
20
28
29
30
31
INPUT IP3 (dBm)
100
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
40
20
14
15
16
17
75
80
85
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
40
0
16.0
07208-034
13
16.5
17.0
17.5
18.0
18.5
19.0
1.00
NOISE FIGURE (dB)
图37. 噪声系数分布，fRF = 2700 MHz
100
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
80
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
PERCENTAGE (%)
80
60
40
20
60
40
20
0
0.1
0.2
GAIN MISMATCH (dB)
0.3
07208-035
PERCENTAGE (%)
70
60
图34. IP1dB分布，fRF = 2700 MHz
0
–0.1
65
20
INPUT P1dB (dBm)
100
60
80
60
0
12
55
图36. I通道和Q通道的IIP2分布，fRF = 2700 MHz
PERCENTAGE (%)
PERCENTAGE (%)
80
50
INPUT IP2 (dBm)
图33. IIP3分布，fRF = 2700 MHz
100
I CHANNEL
Q CHANNEL
07208-036
27
0
45
07208-033
0
26
60
07208-037
PERCENTAGE (%)
80
TA = –40°C
TA = +25°C
TA = +85°C
07208-038
100
图35. IQ增益失配分布，fRF = 2700 MHz
0
–1.00
–0.75
–0.50
–0.25
0
0.25
0.50
0.75
QUADRATURE PHASE ERROR (Degrees)
图38. IQ正交相位误差分布，fRF = 2700 MHz
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ADL5382
电路描述
ADL5382可以分为五个部分：本振(LO)接口、RF电压电流
V-I转换器
(V-I)转换器、混频器、差分发射极跟随器输出和偏置电
差分RF输入信号施加于阻性退化的共基级，后者将差分输
路。器件详细框图如图39所示。
入电压转换为输出电流。然后，输出电流调制混频器级中
的两个半频率LO载波。
BIAS
混频器
IHI
ADL5382具有两个双平衡混频器：一个用于同相通道(I通
道)，另一个用于正交通道(Q通道)。这些混频器基于吉尔
ILO
伯特单元设计，由四个交叉连接的晶体管组成。两个混频
器的输出电流在阻性负载内相加，然后馈入后继的发射极
LOIP
RFIP
RFIN
跟随器缓冲器。
POLYPHASE
QUADRATURE
PHASE SPLITTER
发射极跟随器缓冲器
LOIN
输出发射极跟随器驱动片外差分I和Q信号。输出阻抗通过
片内25 Ω串联电阻设置，后者为每个基带端口产生50 Ω差分
QHI
输出阻抗。固定输出阻抗与降低有效增益的负载阻抗一起
构成分压器。例如，500 Ω差分负载具有比高(10 kΩ)差分负
07208-039
QLO
载阻抗低1 dB的有效增益。
图39. 功能框图
LO接口产生两个相位相差90°的LO信号，以便以正交方式
偏置电路
驱动两个混频器。通过V-I转换器将RF信号转换为电流，
一个带隙基准电压电路产生与绝对温度成比例(PTAT)的电
然后馈入两个混频器。通过发射极跟随器缓冲混频器的差
流和不同部分所用的与温度无关的基准电流。混频器电流
分I和Q输出。各部分的基准电流由偏置电路产生。以下是
可利用从BIAS引脚连接至地的外部电阻来降低。当BIAS引
各部分的详细说明。
脚开路时，混频器以最大电流工作，因此动态范围最大。
LO接口
混频器电流可通过一个接地电阻来降低，从而降低总功
LO接口由多相正交分路器和紧随其后的限幅放大器组成。
LO输入阻抗通过多相设置，后者将LO信号分割成两个正
耗、噪声系数和IIP3。对上述各参数的影响如图10、图13
和图14所示。
交差分信号。每个正交LO信号接着通过限幅放大器，后者
向混频器提供限幅驱动信号。为实现最佳性能，LO输入必
须以差分形式驱动。
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ADL5382
应用信息
基本连接
本振(LO)输入
图41显示ADL5382的基本连接原理图。
为实现最佳性能，LO端口应通过巴伦以差分形式驱动。推
荐巴伦为M/A-COM ETC1-1-13。器件的LO输入应利用1000 pF
电源
电容交流耦合。LO端口针对700 MHz至2.7 GHz的50 Ω宽带匹
ADL5382的标称电源电压为5 V，施加于VPA、VPB、VPL和
配而设计。LO回损如图20所示。图40显示LO输入配置。
VPX引脚。COM、CML和CMRF引脚应连接到地。封装下
LO INPUT
接地层跨越电路板上的多层，则这些层应利用裸露焊盘下
ETC1-1-13
面的9个过孔拼接在一起。应用笔记AN-772详细讨论了
1000pF
LFCSP的热接地和电接地。每个电源引脚应利用两个电容
去耦；建议电容值为100 pF和0.1 μF。
8
LOIP
9
LOIN
1000pF
07208-040
侧的裸露焊盘也应焊接至低热阻抗和电阻抗接地层。如果
图40. 差分LO驱动
建议LO驱动电平介于−6 dBm和+6 dBm之间。施加的LO频
率在700 MHz至2.7 GHz范围内。
ETC1-1-13
RFC
1000pF
1000pF
24
23
22
21
20
19
CMRF
RFIP
RFIN
CMRF
VPX
VPOS
1 VPA
0.1µF
33nH
CMRF
33nH
100pF
2 COM
QHI 16
ADL5382
4 VPL
5 VPL
IHI 14
6 VPL
ILO 13
LOIP
LOIN
CML
CML
COM
100pF
7
8
9
10
11
12
1000pF
QHI
QLO 15
CML
QLO
IHI
ILO
1000pF
ETC1-1-13
07208-041
0.1µF
0.1µF
VPB 17
3 BIAS
VPOS
VPOS
VPB 18
100pF
LO
图41. 基本连接原理图
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ADL5382
RF输入
差分RF端口回损的特性如图43所示。
RF输入的差分输入阻抗约为50 Ω。为实现最佳性能，RF端
–10
口应通过巴伦以差分形式驱动。推荐巴伦为M/A-COM
–12
ETC1-1-13。器件的RF输入应利用1000 pF电容交流耦合。另
–14
外，必须将以地为参考的扼流圈电感与RFIP和RFIN相连
S11 (dB)
(推荐值为33 nH，Coilcraft 0603CS-33NX)，以提供适当的偏
置。为该应用选择合适的扼流电感时，有几个重要方面需
–16
–18
要考虑。首先，电感必须能够处理各RF输入引脚(RFIP、
–20
RFIN)提供的约40 mA稳定直流电流。建议的0603电感具有
600 mA的电流额定值。扼流电感用于提供极低电阻的对地
–24
0.7
RF输入阻抗。自谐振频率大于RF输入频率的扼流电感可确
1.1
1.3
1.5
1.7
1.9
2.1
2.3
2.5
2.7
2.9
FREQUENCY (GHz)
保扼流圈仍然呈感性，因而在RF频率时具有更易预测的交
流阻抗(jωL)。图42显示RF输入配置。
0.9
07208-043
–22
直流路径，以及在RF频率时提供高交流阻抗，从而不影响
图43. 差分RF端口回损
基带输出
基带输出QHI、QLO、IHI和ILO是固定阻抗端口。各基带
33nH
对具有50 Ω差分输出阻抗。输出可提供低至200 Ω的差分负
21
载(增益略有下降)，或通常用于ADC的高阻抗差分负载
RFIN
1000pF
(500 Ω或更大阻抗具有同样出色的线性度)。TCM9-1 9:1巴
ETC1-1-13
伦将差分IF输出转换为单端。使用50 Ω负载时，此巴伦向器
1000pF
件提供450负载。这些输出的典型最大线性电压摆幅为2 V p-p
RFIP
差分电压。这些引脚上的偏置电平等于VPOS − 2.8 V。3 dB
07208-042
33nH
输出带宽为370 MHz。图44所示为基带输出配置。
图42. RF输入
QHI 16
QHI
QLO 15
QLO
IHI 14
IHI
ILO 13
ILO
图44. 基带输出配置
Rev. A | Page 15 of 28
07208-044
22
RF INPUT
ADL5382
0
误差矢量幅度(EVM)性能
–5
EVM是数字无线发射机或接收机的性能量化指标。接收机
–10
接收到的信号允许所有星座点位于各自的理想位置，但实
–15
不平衡等)会导致实际星座点偏离其理想位置。
ADL5382在各种调制方案下显示出极佳的EVM性能。图45
EVM (dB)
现过程中的各种缺陷(例如：幅度不平衡、本底噪声和相位
显示ADL5382在16 QAM、200 kHz低IF下的EVM性能。
–20
–25
–30
–40
–5
–45
–50
–65 –60 –55 –50 –45 –40 –35 –30 –25 –20 –15 –10 –5
–10
0
5
10
RF INPUT POWER (dBm)
图46. 对于16 QAM 10 MHz带宽移动WiMAX信号(交流耦合基带输出)，
EVM(RF = 2.6 GHz、IF = 0 Hz)与RF输入功率的关系
–20
–25
–30
图47显示ADL5382在宽RF输入功率范围内的多条W-CDMA
–35
低中频EVM性能曲线。在零中频情况下，矢量信号分析仪
–40
的噪声贡献在较低功率水平下成为主要来源，因而难以精
–45
确测量SNR。
–75
–65
–55
–45
–35
–25
–15
–5
RF INPUT POWER (dBm)
0
–5
图45. 对于16 QAM 160 ksym/s信号，EVM(RF = 900 MHz，
IF = 200 kHz)与RF输入功率的关系
–10
零中频EVM性能。ADL5382上的差分直流失调约为几毫
伏。不过，将基带输出与10 μF电容交流耦合可消除直流失
EVM (dB)
–15
图46显示10 MHz IEEE 802.16e WiMAX信号在ADL5382中的
–20
–25
–30
调，并增强EVM性能。对于10 MHz带宽信号，10 μF交流耦
–35
合电容配合500 Ω差分负载可获得约64 Hz的高通转折频率，
–40
同时仅从基带信号吸收微不足道的调制信号能量。通过基
–45
0Hz
5MHz
2.5MHz
7.5MHz
–50
–75 –70 –65 –60 –55 –50 –45 –40 –35 –30 –25 –20 –15 –10 –5
带输出端的交流耦合电容，可消除低输入功率水平下限制
动态范围的直流失调影响。
RF INPUT POWER (dBm)
07208-047
–50
–85
07208-045
EVM (dB)
–15
07208-046
–35
0
图47. 对于W-CDMA信号(交流耦合基带输出)，EVM(RF = 1900 MHz，
IF = 0 Hz、2.5 MHz、5 MHz、7.5 MHz)与RF输入功率的关系
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ADL5382
COSωLOt
0°
ωIF
ωIF
–ωIF
0
+ωIF
–90°
0
+ωIF
0
+ωIF
+90°
ωLSB
ωLO
ωUSB
0°
0
+ωIF
07208-048
–ωIF
SINωLOt
图48. 镜像问题的图解
低IF镜像抑制
示例基带接口
镜像抑制比指的是在期望输入频率条件下产生的中频(IF)
在大多数直接变频接收机设计中，需要在指定频段内选择
信号电平与在镜像频率条件下产生的中频(IF)信号的比
所需的载波。期望通道可通过将LO调谐至适当的载波频率
值。镜像抑制比的单位为分贝。镜像电压可远远高于期望
来解调。如果期望RF频段包含多个目标载波，相邻载波也
信号的电压，会影响下变频过程；因此，恰当的镜像抑制
可下变频至较低的中频频率。如果这些相邻载波相对于所
非常重要。镜像问题见图48。如果上半部分边带(下半部分
需载波较大，因为可能使基带信号检测电路过驱，所以可
边带)为所需的频带，Q通道(I通道)的90°偏移将消除下半
能会有问题。因此，通常必须插入滤波器，以充分抑制相
部分边带(上半部分边带)内的镜像。当镜像抑制比较高
邻载波。
时，务必保持I通道和Q通道之间的相位、增益平衡。
在设计滤波器网络时，需要考虑ADL5382和ADC输入的整
图49显示ADL5382对于低中频应用(例如W-CDMA)的出色
体源、负载阻抗。ADL5382专为驱动高阻抗ADC输入而设
镜像抑制能力。ADL5382在宽频率范围内的镜像抑制大于
计，差分基带输出阻抗为50 Ω。比较理想的情况是，利用
45 dB。
一个端接电阻(例如：500 Ω电阻)将ADC输入的阻抗降至较
低水平。端接电阻有利于更好定义ADC输入端的输入阻
70
2.5MHz LOW IF
5MHz LOW IF
抗，代价是增益会略微降低(有关发射极跟随器输出负载影
响的详情参见电路描述部分)。滤波器网络的阶数和类型由
50
所需高频抑制、通带纹波和群延迟决定。滤波器设计表列
7.5MHz LOW IF
出了各种滤波器类型及阶数，说明了1 Hz截止频率和1 Ω负
40
载条件下的归一化电感和电容值。根据实际所需截止频率
30
和负载阻抗对归一化的原型元件值进行调整后，串行电抗
20
元件的数量减半，以实现最终的平衡滤波器网络元件值。
10
0
700
900
1100 1300 1500 1700 1900 2100 2300 2500 2700
RF FREQUENCY (MHz)
07208-049
IMAGE REJECTION (dB)
60
图49. 对于W-CDMA信号，镜像抑制与RF频率的关系，
IF = 2.5 MHz、5 MHz和7.5 MHz
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ADL5382
图50显示的是一个二阶巴特沃兹低通滤波器，在本例中，
滤波器的频率响应和群延迟测量值见图51和图52。
ADL5382的差分负载阻抗为500 Ω，源阻抗为50 Ω。当负载
10
-源阻抗比为10:1时，归一化串联电感值为0.074 H，归一化
件下，单端等效电路由一个0.54 μH串联电感和一个433 pF
旁路电容组成。
当0.54 μH电感一分为二时，平衡配置得以实现，从而能实
现如图50所示的网络。
LN = 0.074H
NORMALIZED
SINGLE-ENDED
CONFIGURATION
VS
0
–5
–10
–15
CN
RL= 500Ω
14.814F
RS
= 0.1
RL
–20
0
0.5
1.0
RL= 500Ω
433pF
3.0
3.5
800
700
fC = 10.9MHz
RS
= 25Ω
2
0.27µH
07208-050
RS
= 25Ω
2
433pF
RL
2 = 250Ω
RL
= 250Ω
2
DELAY (ns)
0.27µH
BALANCED
CONFIGURATION
VS
2.5
900
DENORMALIZED
SINGLE-ENDED
EQUIVALENT
VS
2.0
图51. 六阶基带滤波器响应
0.54µH
RS = 50Ω
1.5
FREQUENCY (MHz)
fC = 1Hz
07208-051
RS = 50Ω
5
MAGNITUDE RESPONSE (dB)
旁路电容的电容值为14.814 F。在截止频率为10.9 MHz的条
600
500
400
300
图50. 二阶巴特沃兹低通滤波器设计示例
特沃兹差分滤波器可将ADL5382的输出信号传输至ADC输
入端。500 Ω负载电阻用于定义ADC的输入阻抗。滤波器是
典型直接变频W-CDMA应用所必需的，距离载波中频频率
1.92 MHz时，需要1 dB的抑制能力；距离2.7 MHz时，需要
10 dB的抑制能力。
Rev. A | Page 18 of 28
200
100
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
FREQUENCY (MHz)
图52. 六阶基带滤波器群延迟
1.6
1.8
07208-052
完整的设计示例见图53。一个转折频率为1.9 MHz的六阶巴
ADL5382
ETC1-1-13
RFC
1000pF
1000pF
33nH
27µH
10µH
27µH
27µH
10µH
ADC INPUT
27µH
ADC INPUT
3 BIAS
QHI 16
ADL5382
4 VPL
QLO 15
5 VPL
IHI 14
6 VPL
ILO 13
CML
COM
9
10
11
12
1000pF
CAC
10µF
1000pF
27µH
ETC1-1-13
LO
图53. 六阶低通巴特沃兹基带滤波器原理图
Rev. A | Page 19 of 28
27µH
10µH
07208-053
CML
8
68pF
LOIN
7
CAC
10µF
100pF
LOIP
100pF
CML
0.1µF
0.1µF
VPB 17
500Ω
2 COM
CAC
10µF
500Ω
VPX
100pF
100pF
VPOS
VPOS
VPB 18
10µH
68pF
19
27µH
100pF
20
27µH
270pF
0.1µF
21
CMRF
1 VPA
22
RFIN
23
RFIP
24
CMRF
VPOS
CMRF
CAC
10µF
270pF
33nH
ADL5382
5
中，500 Ω负载阻抗实现了具有较大电感值和较小电容值的
六阶滤波器设计。如果负载阻抗为200 Ω，滤波器设计会更
易于管理。如图54所示，所得的电感和电容值变得更实用。
200Ω
0
–5
–10
–15
–20
0.2
0.6
1.0
图54. 四阶低通W-CDMA滤波器原理图
1.4
1.8
2.2
2.6
3.0
3.4
3.8
FREQUENCY (MHz)
图55和图56分别显示四阶滤波器的幅度响应和群延迟响应。
图55. 四阶低通W-CDMA滤波器幅度响应
900
800
DELAY (ns)
700
600
500
400
300
200
100
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
1.6
1.8
FREQUENCY (MHz)
图56. 四阶低通W-CDMA滤波器群延迟响应
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2.0
07208-056
8µH
07208-054
10µH
8µH
100pF
680pF
50Ω
10µH
MAGNITUDE RESPONSE (dB)
制能力和通带规格变得更加困难。在上面的W-CDMA示例
07208-055
随着滤波器负载阻抗增加，确保滤波器设计符合所需的抑
ADL5382
特性设置
图57至图59显示广泛用于ADL5382的通用特性平台设置。
图57和图58所示的两种设置用于执行NF测量。图57显示无
图59所示的设置用于执行批量测试，LO和RF输入端均使
阻塞信号时用于测量NF的设置，图58是存在阻塞时用于测
用正弦信号。自动化Agilent VEE程序用于通过IEEE总线控
量NF的设置。两种设置中，噪声均在10 MHz的基带频率下
制设备。此设置用于测量增益、IP1dB、IIP2、IIP3、I/Q
测量。对于应用阻塞的情况，输出阻塞位于15 MHz基带频
增益匹配和正交误差。ADL5382特性板的每个差分基带端
率下。请注意，存在阻塞时测量NF必须非常小心。RF阻
口上具有一个9:1阻抗变压器，以执行差分转单端转换，与
塞发生器必须进行滤波，以防止其噪声(随着发生器输出功
50 Ω测试设备接口时，它会为每个基带端口提供450 Ω差分
率上升而增加)覆盖ADL5382的噪声贡献。RF和镜像频率
负载。ADL5382的所有测量值已将RF输入巴伦(特性测试
需要至少30 dB的衰减。例如，假设向ADL5382的LO输入施
期间RF输入端使用M/A-COM ETC1-1-13)损耗去嵌入。
加915 MHz信号。为了获得15 MHz的输出阻塞信号，应将
RF阻塞发生器设置为930 MHz，并调谐滤波器，使得发生器
在期望RF频率(925 MHz)和镜像RF频率(905 MHz)下均获得
至少30 dB的衰减。最后，必须从输出去除阻塞(通过10 MHz
低通滤波器)，以防止阻塞覆盖分析仪。
SNS
RF
ADL5382
VPOS CHAR BOARD
I
LO
INPUT
6dB PAD
HP 6235A
POWER SUPPLY
R1
50Ω
AGILENT N8974A
NOISE FIGURE ANALYZER
LOW-PASS
FILTER
IEEE
GND
Q
FROM SNS PORT
CONTROL
OUTPUT
AGILENT 8665B
SIGNAL GENERATOR
PC CONTROLLER
图57. 通用噪声系数测量设置
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07208-057
IEEE
ADL5382
BAND-REJECT
TUNABLE FILTER
BAND-PASS
TUNABLE FILTER
6dB PAD
R&S SMT03
SIGNAL GENERATOR
RF
GND
ADL5382
6dB PAD
VPOS CHAR BOARD
LOW-PASS
FILTER
I
LO
6dB PAD
HP 6235A
POWER SUPPLY
R&S FSEA30
SPECTRUM ANALYZER
R1
50Ω
Q
HP87405
LOW NOISE
PREAMP
07208-058
BAND-PASS
CAVITY FILTER
AGILENT 8665B
SIGNAL GENERATOR
图58. 存在阻塞时的噪声系数测量设置
3dB PAD
3dB PAD IN
RF
RF
AMPLIFIER
OUT 3dB PAD
IEEE
VP GND
3dB PAD
R&S SMT06
AGILENT
11636A
6dB PAD
IEEE
RF
SWITCH
MATRIX
VPOS CHAR BOARD
LO
I 6dB PAD
IEEE
6dB PAD
AGILENT E3631
PWER SUPPLY
RF
INPUT
AGILENT E8257D
SIGNAL GENERATOR
IEEE
PC CONTROLLER
IEEE
R&S FSEA30
SPECTRUM ANALYZER
图59. 通用特性设置
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HP 8508A
VECTOR VOLTMETER
07208-059
IEEE
Q 6dB PAD
ADL5382
IEEE
RF
GND
INPUT CHANNELS
A AND B
R&S SMT06
ADL5382
评估板
ADL5382提供评估板。此评估板可用于单端或差分基带分
析。默认配置用于单端基带分析。
T1
20
19
VPX
R7
R6
VPB 18
VPOS
C8
2 COM
VPB 17
3 BIAS
QHI 16
ADL5382
4 VPL
C9
R9
Q OUTPUT OR QHI
R14
R15
QLO 15
T2
C12
R3
5 VPL
IHI 14
6 VPL
ILO 13
R16
LOIP
LOIN
CML
CML
COM
C4
CML
C3
L1
C2
R2
VPOS
21
RFIN
CMRF
1 VPA
22
RFIP
23
C10
7
8
9
10
11
12
QLO
R10
R11
R4
I OUTPUT OR IHI
R5
T3
C13
R13
C6
C7
R12
ILO
T4
07208-060
C1
24
CMRF
VPOS
R1
C11
L2
R8
CMRF
RFC
LO
图60. 评估板原理图
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ADL5382
表4. 评估板配置选项
元件
VPOS, GND
R1, R3, R6
C1, C2, C3,
C4, C8, C9
C6, C7,
C10, C11
R4, R5,
R9至R16
功能
电源和接地矢量引脚。
电源去耦。使去耦电阻短路或上电。
这些电容可在最高2.7 GHz频率下提供所需的去耦。
L1, L2,
R7, R8
输入偏置。电感和电阻设置共基输入级的输入偏置。默认值为33 nH。
T2, T3
中频输出接口。TCM9-1将差分高阻抗中频输出转换为单端输出。
使用50 Ω负载时，此巴伦向器件提供450负载。中心抽头可通过电容去耦至地。
C12, C13
去耦电容。C12和C13用于抑制TCM9-1中心抽头上的噪声。
C12, C13 = 0.1 µF (0402)
T4
LO输入接口。LO以差分形式驱动。ETC1-1-13是1:1 RF巴伦，
将单端RF输入转换为差分信号。
T4 = ETC1-1-13, 1:1 (M/A-COM)
T1
RF输入接口。ETC1-1-13是1:1 RF巴伦，将单端RF输入转换为差分信号。
T1 = ETC1-1-13, 1:1 (M/A-COM)
R2
RBIAS。可选外部偏置设置电阻。关于如何使用此特性，参见“偏置电路”部分。
R2 = 开路
交流耦合电容。这些电容在700 MHz至2.7 GHz范围内提供所需的交流耦合。
单端基带输出路径。这是评估板的默认配置。R14至R16和R4、R5、R13用于
连接至恰当的巴伦接口。不安装R9、R10、R11和R12。基带输出从QHI和IHI获得。
用户可将评估板重新配置为使用全差分基带输出。R9至R12可用于旁路9:1 TCM9-1
变压器，以提供差分基带输出。通过将R9至R12填充0 Ω，而不填充R4、R5、R13至
R16，可访问差分基带信号。这样就无需去除变压器。基带输出从Q_HI、Q_LO、I_HI
和I_LO的SMA获得。
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默认条件
不适用
R1, R3, R6 = 0 Ω (0603)
C2, C4, C8 = 100 pF (0402)
C1, C3, C9 = 0.1 µF (0603)
C6, C10, C11 = 1000 pF (0402)
C7 = 开路
R4、R5、R13至R16 = 0 Ω (0402)
R9至R12 = 开路
L1, L2 = 33 nH (0603CS-33NX,
Coilcraft)
R7, R8 = 0 Ω (0402)
T2, T3 = TCM9-1, 9:1
(Mini-Circuits)
07208-062
07208-061
ADL5382
图62. 评估板顶层丝网图
图61. 评估板顶层
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图63. 评估板底层
07208-064
07208-063
ADL5382
图64. 评估板底层丝网图
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ADL5382
外形尺寸
4.10
4.00 SQ
3.90
0.60 MAX
2.50 REF
0.60 MAX
18
3.75 BSC
SQ
1
0.50
BSC
2.45
2.30 SQ
2.15
EXPOSED
PAD
6
13
TOP VIEW
1.00
0.85
0.80
12° MAX
SEATING
PLANE
0.50
0.40
0.30
0.80 MAX
0.65 TYP
0.30
0.23
0.18
0.05 MAX
0.02 NOM
COPLANARITY
0.08
0.20 REF
7
12
BOTTOM VIEW
0.25 MIN
FOR PROPER CONNECTION OF
THE EXPOSED PAD, REFER TO
THE PIN CONFIGURATION AND
FUNCTION DESCRIPTIONS
SECTION OF THIS DATA SHEET.
04-09-2012-A
PIN 1
INDICATOR
PIN 1
INDICATOR
24
19
COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MO-220-VGGD-2
图65. 24引脚LFCSP_VQ封装
4 mm x 4 mm超薄
(CP-24-2)
尺寸单位：mm
订购指南
型号1
ADL5382ACPZ-R7
ADL5382ACPZ-WP
ADL5382-EVALZ
1
温度范围
–40°C至+85°C
–40°C至+85°C
封装描述
24引脚 LFCSP_VQ，7"卷带和卷盘
24引脚 LFCSP_VQ，窝伏尔组件
评估板
Z = 符合RoHS标准的器件。
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封装选项
CP-24-2
CP-24-2
订购数量
1,500
64
ADL5382
注释
©2008–2012 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and
registered trademarks are the property of their respective owners.
D07208sc-0-5/12(A)
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