ADP1853ACPZ-R7

集成电压跟踪和同步功能的 同步降压DC-DC控制器 ADP1853 输入电压范围：2.75 V至20 V 输出电压范围：0.6 V至90% VIN 最大输出电流25 A以上 带电流检测输入的电流模式结构 可配置为电压模式 整个温度范围内±1%的输出电压精度 电压跟踪输入 可编程频率：200 kHz至1.5 MHz 同步输入 内部时钟输出 轻载时的省电模式 精密使能输入 电源良好引脚内置上拉电阻 可调软启动 可编程电流检测增益 集成自举二极管 启动进入预充电负载 外部可调的斜率补偿 适合任意输出电容 过压和过流保护 热过载保护 输入欠压闭锁(UVLO) 采用20引脚、4 mm × 4 mm LFCSP封装 受ADIsimPower™设计工具支持 入 纹 波 电 流 、 改 善 EMI并 缩 减 输 入 大 电 容 的 大 小 。 ADP1853也可以配置为从器件来实现电流共享。此外，该 器件包括精确跟踪、精密使能和电源良好指示功能来用于 实现时序控制。它具有高速、高峰值电流栅极驱动能力， 可实现高能效功率转换。该器件可配置为在跳脉冲省电模 式下工作，从而降低开关损耗并提高轻载和待机状态下的 效率。 借助精确限流，可在更严密的容差范围内进行设计并降低 整体转换器尺寸和成本。在−40°C至125°C温度范围内， ADP1853可以采用高精度基准电压源来下调至0.6 V输出，且 容差为±1%。 ADP1853的宽输入电压范围为设计师提供了极大的灵活 性，使其适用于各种系统配置；环路补偿、软启动、频率 设置、省电模式、限流、电流检测增益等均可通过外部元 件进行编程设置。此外，电流和电压模式下均支持通过外 部RAMP电阻选择最佳斜率和VIN馈通，以便提供出色的线 路抑制。线性稳压器和用于高端驱动器的自举二极管均已 内置其中。 保护特性包括：欠压闭锁、过压/过流/短路保护及过温保护。 VIN RRAMP VMA RAMP 应用 EN 中间总线及需要电源时序和跟踪能力的POL系统，包括 电信基站和网络 工业和仪器仪表 医疗和保健 TRK M1 DH BST L VOUT SW CS VCCO ILIM ADP1853 M2 DL RCSG SYNC 概述 ADP1853是一款宽输入范围的DC/DC同步降压控制器，能 够采用常用的3.3 V至12 V(最高可达20 V)电压输入工作。该 器件一般采用电流模式工作，并使用谷值电流检测来提供 对数字负载的最快阶跃响应。它还可以配置为具有低噪声 和串扰的电压模式控制器，以用于敏感负载。 VIN PGND HI LO FREQ SS AGND FB COMP PGOOD CLKOUT 10594-001 特性 图1. 典型工作电路 ADP1853可以用作电源系统的主同步时钟，方便控制器之 间进行同步。CLKOUT信号可以同步ADP185x系列中的其 它器件，使得从器件相对于主器件产生相移，从而降低输 Rev. 0 Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate and reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for its use, nor for any infringements of patents or other rights of third parties that may result from its use. Specifications subject to change without notice. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of Analog Devices. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. Tel: 781.329.4700 www.analog.com Fax: 781.461.3113 ©2012 Analog Devices, Inc. All rights reserved. ADI中文版数据手册是英文版数据手册的译文，敬请谅解翻译中可能存在的语言组织或翻译错误，ADI不对翻译中存在的差异或由此产生的错误负责。如需确认任何词语的准确性，请参考ADI提供 的最新英文版数据手册。 ADP1853 目录 特性.................................................................................................. 1 应用.................................................................................................. 1 概述.................................................................................................. 1 修订历史 ......................................................................................... 2 技术规格 ......................................................................................... 3 绝对最大额定值............................................................................ 6 ESD警告..................................................................................... 6 简化功能框图 ................................................................................ 7 引脚配置和功能描述 ................................................................... 8 典型性能参数 .............................................................................. 10 工作原理 ....................................................................................... 12 控制架构.................................................................................. 12 振荡器频率 ............................................................................. 12 同步 .......................................................................................... 13 PWM或跳脉冲工作模式...................................................... 13 CLKOUT信号 ......................................................................... 13 同步整流器和死区时间 ....................................................... 14 输入欠压闭锁 ......................................................................... 14 内部线性稳压器..................................................................... 14 过压保护.................................................................................. 14 电源良好.................................................................................. 14 短路和限流保护..................................................................... 15 使能/禁用控制 ....................................................................... 15 热过载保护 ............................................................................. 16 交错双相保护 ......................................................................... 16 应用信息 ....................................................................................... 17 ADIsimPower设计工具 ........................................................ 17 设置输出电压 ......................................................................... 17 软启动 ...................................................................................... 17 设置电流限值 ......................................................................... 17 精确限流检测 ......................................................................... 17 输入电容选择 ......................................................................... 17 VIN引脚滤波器 ..................................................................... 18 升压电容选择 ......................................................................... 18 电感选择.................................................................................. 18 输出电容选择 ......................................................................... 18 MOSFET选择.......................................................................... 19 环路补偿—电压模式 ............................................................ 20 环路补偿—电流模式 ............................................................ 21 降低开关噪声和过冲............................................................ 23 电压跟踪.................................................................................. 23 PCB布局指南.......................................................................... 24 典型工作电路 .............................................................................. 25 外形尺寸 ....................................................................................... 27 订购指南.................................................................................. 27 修订历史 2012年5月—修订版0：初始版 Rev. 0 | Page 2 of 28 ADP1853 技术规格 所有极端温度限值都采用标准统计质量控制(SQC)通过相关性予以保证。VIN = 12 V。除非另有说明，最大规格值和最小规格 值在−40°C至+125°C结温范围内有效。典型值为TA = 25°C下。 表1. 参数 电源 输入电压 欠压闭锁阈值 符号 VIN UVLOTRSH 欠压闭锁迟滞 静态电流 UVLOHYST IIN 关断电流 IIN_SD 测试条件/注释 最小值 VIN上升 VIN下降 2.75 2.55 2.35 EN = VIN = 12 V，VFB = VCCO， 强制脉宽调制(PWM)模式(不切换) EN = VIN = 12 V，VFB = VCCO，PSM模式 EN = GND，VIN = 5.5 V或20 V 典型值 最大值 单位 20 2.75 2.50 2.65 2.45 0.2 4.2 5.7 V V V V mA 2.5 100 200 mA µA 误差放大器 FB输入偏置电流 开环增益1 增益带宽积1 TRK输入偏置电流 电流检测放大器增益 ITRK ACS 0 V ≤ VTRK ≤ 5 V 增益电阻连接到DL，RCSG = 47 kΩ ± 5% 增益电阻连接到DL，RCSG = 22 kΩ ± 5% 默认设置，RCSG = 开路 电压工作模式，电阻连接在DL和PGND之间， RCSG = 100 kΩ ± 5% −100 2.6 5.2 10.5 输出特性 反馈电压精度 VFB TJ = −40°C至+85°C TJ = −40°C至+125°C 597 594 600 600 ±0.015 ±0.3 603 606 mV mV %/V % RFREQ = 332 kΩ接AGND RFREQ = 78.7 kΩ接AGND RFREQ = 40.2 kΩ接AGND FREQ接AGND FREQ接VCCO RFREQ范围：332 kΩ至40.2 kΩ 170 720 1275 240 480 170 100 200 800 1500 300 600 230 880 1725 360 720 1725 fOSC范围：170 kHz至1725 kHz 170 kHz kHz kHz kHz kHz kHz ns pF kHz % ns PWM的电压调整率 PWM的负载调整率1 振荡器 频率 SYNC输入频率范围1 SYNC输入脉冲宽度1 SYNC引脚与GND之间的电容 CLKOUT频率范围1 CLKOUT脉冲占空比 CLKOUT上升和下降时间 线性稳压器 VCCO输出电压 VCCO负载调整率 VCCO电压调整率 VCCO电流限值1 VCCO短路电流1 VIN至VCCO压差2 IFB ∆V FB/∆V IN ∆V FB/∆V COMP fOSC fSYNC tSYNCMIN CSYNC fCLKOUT DCLKOUT −100 VCOMP范围 = 0.9 V至2.2 V +100 +100 3.4 6.8 13.5 5 IVCCO = 100 mA IVCCO = 0 mA至100 mA VIN = 5.5 V至20 V，IVCCO = 20 mA VCCO从5 V降至4 V VCCO < 0.5 V IVCCO = 100 mA, VIN ≤ 5 V Rev. 0 | Page 3 of 28 1725 50 10 CCLKOUT = 47 pF VDROPOUT +1 80 20 +1 3 6 12 0 4.7 5.0 35 10 350 370 0.33 5.3 400 nA dB MHz nA V/V V/V V/V V/V V mV mV mA mA V ADP1853 参数 逻辑输入 EN EN迟滞 EN输入漏电流 SYNC逻辑输入低电平 SYNC逻辑输入高电平 SYNC输入下拉电阻 栅极驱动器 DH上升时间 DH下降时间 DL上升时间 DL下降时间 DH至DL死区时间 DH或DL驱动器RON，源电流1 DH或DL驱动器RON，温度系数 DH或DL驱动器RON，吸电流1 符号 测试条件/注释 最小值 典型值 最大值 单位 EN上升 0.57 0.63 0.03 1 0.68 1 V V nA V V MΩ RON_SOURCE CDH = 3 nF, VBST − VSW = 5 V CDH = 3 nF, VBST − VSW = 5 V CDL = 3 nF CDL = 3 nF 外部3 nF连接到DH和DL 利用一个100 ns脉冲流出2 A 16 14 16 14 25 2 ns ns ns ns ns Ω TCRON RON_SINK 利用一个100 ns脉冲流出1 A，VIN = 3 V VIN = 3 V或 12 V 利用一个100 ns脉冲流入2 A 2.3 0.3 1.5 Ω %/oC Ω 2 Ω % % ns ns ns IEN 200 1.3 1.9 RSYNC 利用一个100 ns脉冲流入1 A，VIN = 3 V fOSC = 200 kHz至1500 kHz fOSC = 1500 kHz fOSC = 200 kHz至1500 kHz fOSC = 200 kHz至1500 kHz fOSC = 200 kHz至1500 kHz DH最大占空比1 DH最大占空比1 最短DH导通时间 最短DH关断时间 最短DL导通时间 COMP电压范围 COMP跳脉冲阈值 COMP箝位高电压 热关断 热关断阈值 热关断迟滞 VIN = 2.75 V至20 V VCOMP,THRES VCOMP,HIGH 90 50 85 345 295 跳脉冲模式(PSM) 0.9 V V 155 20 °C °C 2.2 TTMSD 过压和电源良好阈值 FB过压阈值 FB过压迟滞 FB欠压阈值 FB欠压迟滞 TRK输入电压范围1 FB至TRK偏移电压 软启动 SS输出电流 SS下拉电阻 FB至SS偏移 VOV VFB上升 0.630 VUV VFB下降 0.525 TRK = 0.1 V至0.57 V；偏移 = VFB − VTRK 0 −10 ISS 启动期间 故障期间 VSS = 0.1 V至0.6 V；偏移 = VFB − VSS Rev. 0 | Page 4 of 28 4.6 −10 0.65 18 0.55 15 0 6.5 3 0.670 0.575 5 +10 8.4 +10 V mV V mV V mV µA kΩ mV ADP1853 参数 PGOOD PGOOD上拉电阻 PGOOD延迟 过压或欠压最短持续时间 ILIM阈值电压1 ILIM输出电流 电流检测屏蔽周期 集成整流器(升压二极管)电阻 过零电流偏移(SW至PGND)1 1 2 符号 测试条件/注释 RPGOOD 内部上拉电阻接VCCO 最小值 通过设计保证。 当VIN < 5.5 V时，VIN连接到VCCO。 Rev. 0 | Page 5 of 28 最大值 12.5 12 10 这是触发PGOOD信号所需的最短持续时间 相对于PGND ILIM = PGND DL变为高电平后，在此期间不检测电流限值 20 mA正向电流 仅限跳脉冲模式；fOSC = 300 kHz 典型值 −5 45 0 0 50 100 16 2 单位 kΩ µs µs +5 55 4 mV µA ns Ω mV ADP1853 绝对最大额定值 表2. 参数 VIN, EN, RAMP FB, COMP, SS, TRK, FREQ, SYNC, VCCO, PGOOD, CLKOUT ILIM、SW、CS至PGND BST、DH至PGND DL至PGND BST至SW BST至PGND，20 ns瞬态 SW、CS至PGND，20 ns瞬态 DL、SW、CS、ILIM 至PGND，20 ns负瞬态 PGND至AGND PGND至AGND，20 ns瞬态 θJA(自然对流)1, 2 工作结温范围3 存储温度范围 最大焊接引脚温度 1 2 3 额定值 21 V −0.3 V至+6 V −0.3 V至+21 V −0.3 V至+28 V −0.3 V至VCCO + 0.3 V −0.3 V至+6 V 32 V 25 V −8 V 注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性 损坏。这只是额定最值，并不能以这些条件或者在任何其 它超出本技术规范操作章节中所示规格的条件下，推断器 件能否正常工作。长期在绝对最大额定值条件下工作会影 响器件的可靠性。 绝对最大额定值仅适合单独应用，但不适合组合使用。除 非另有规定，所有其它电压均以GND为参考。 ESD警告 −0.3 V至+0.3 V −8 V至+4 V 40°C/W −40°C至+125°C −65°C至+150°C 260°C ESD(静电放电)敏感器件。 带电器件和电路板可能会在没有察觉的情况下放电。 尽管本产品具有专利或专有保护电路，但在遇到高 能量ESD时，器件可能会损坏。因此，应当采取适当 的ESD防范措施，以避免器件性能下降或功能丧失。 利用安装在PCB上的裸露焊盘测量。 封装的结至环境热阻(θJA)基于多层PCB计算或仿真。 器件的结温(TJ)取决于环境温度(TA)、器件的功耗(PD)和封装的结至环境热 阻(θJA)。最高结温是由环境温度和功耗通过下式计算：TJ = TA + PD × θJA。 Rev. 0 | Page 6 of 28 ADP1853 简化功能框图 VCCO VIN THERMAL SHUTDOWN OV 0.6V UV REF LDO AGND UVLO SL_TH 0.6V LOGIC EN_SW EN SLAVE FB VCCO OV CLKOUT LOGIC UV 12.5k SYNC 1M PGOOD OV_TH OSCILLATOR FREQ FB SLAVE COMP CLK VREF = 0.6V 6.5µA 3k RAMP – VCCO 0.9V LOGIC FAULT VCCO UV_TH ERROR AMPLIFIER OV EN_SW OVER_LIM OV PULSE SKIP + DH DRIVER LOGIC CONTROL AND STATE MACHINE SW CS VCCO – DL + EN OVER_LIM PWM COMPARATOR CS GAIN SLOPE COMPENSATION AND RAMP GENERATOR CURRENT-LIMIT CONTROL DCM ZERO CROSS DETECT – CURRENT SENSE + AMPLIFIER A V = 0,* 3, 6, 12 OVER_LIM BST + – *0 (ZERO) GAIN IS FOR VOLTAGE MODE WITH RAMP FROM 0.7V TO 2.2V. 图2. Rev. 0 | Page 7 of 28 + PGND – VCCO 50µA ILIM 10594-002 – + + + FB TRK SS ADP1853 20 19 18 17 16 TRK FREQ RAMP PG O O D ILIM 引脚配置和功能描述 1 2 3 4 5 ADP1853 TOP VIEW 15 14 13 12 11 BST DH SW CS DL NOTES 1. CONNECT THE BOTTOM OF THE EXPOSED PAD TO THE SYSTEM AGND PLANE. 10594-003 SYNC 6 CLKOUT 7 VIN 8 VCCO 9 PGND 10 EN SS FB COMP AGND 图3. 引脚配置 表3. 引脚功能描述 引脚编号 引脚名称 1 EN 2 SS 3 FB 4 COMP 5 6 AGND SYNC 7 CLKOUT 8 9 VIN VCCO 10 11 PGND DL 12 CS 13 14 15 SW DH BST 16 ILIM 描述 使能输入。将EN接到高电平，控制器开启；将EN接到低电平，控制器关闭。将EN接到VIN时，控制器自 动启动。为实现精密UVLO，应将一个适当大小的电阻分压器连接在VIN和AGND之间，并将中点连接到此 引脚。 软启动输入。在SS和AGND之间连接一个电容，用以设置软启动周期。此节点通过一个6.5 µA电流源内部 上拉至VCCO。 输出电压反馈。此引脚通过一个电阻分压器连接到输出。在交错双相配置中，FB连接到VCCO设置从器 件模式。 补偿节点。误差放大器的输出。在COMP与FB之间连接一个电阻/电容网络，以便补偿稳压控制环路。在 交错双相配置中，此引脚连接到第二通道的COMP引脚。 模拟地。连接到系统AGND层。 频率同步输入。此引脚接受一个外部时钟信号，其频率接近于内部振荡器频率fOSC(由FREQ引脚设置)的 1倍。当在SYNC检测到一个周期性时钟信号时，或者当SYNC为高电平时，控制器以强制PWM模式工 作。由此得到的开关频率为SYNC频率的1倍。当SYNC为低电平或悬空时，控制器以跳脉冲模式工作。 内部时钟输出。CLKOUT为内部振荡器或输入SYNC信号频率的1倍，180°相移。此引脚可用来同步其他 ADP1853或控制器。 连接到主电源。利用1 µF或更大的陶瓷电容旁路，旁路电容应尽可能靠近此引脚和AGND。 内部低压差(LDO)稳压器的输出。内部电路和栅极驱动器由VCCO供电。利用1 μF或更大的陶瓷电容旁路VCCO 至AGND。即使EN为低电平，VCCO输出也仍然有效。VIN低于5 V时，VIN可以跨接到VCCO。不要使用LDO 为其它辅助系统负载供电。 电源地。内部驱动器的地。差分电流。 低端同步整流器栅极驱动器输出。要在电流模式下设置电流检测放大器的增益，或者要设置电压模式控 制，应在DL和PGND之间连接一个电阻。此引脚能够驱动总输入电容高达20 nF的MOSFET。 电流检测放大器输入。在CS和PGND之间检测差分电流。检测电流时，此引脚连接到电流检测电阻或SW 引脚。电压工作模式下，此引脚连接到PGND。 电源开关节点。此引脚连接到高端N沟道MOSFET的源极和低端N沟道MOSFET的漏极。 高端开关栅极驱动器输出。此引脚能够驱动总输入电容高达20 nF的MOSFET。 高端内部驱动器的自举上轨。BST和SW之间应连接一个0.1 µF至0.22 µF的多层陶瓷电容(MLCC)。VCCO和 BST之间连接一个内部升压二极管整流器。 限流检测比较器反相输入。ILIM和SW之间连接一个电阻以设置限流偏移。为实现精确的限流检测，应将 ILIM连接到低端MOSFET源极处的电流检测电阻。 Rev. 0 | Page 8 of 28 ADP1853 引脚编号 引脚名称 17 PGOOD 18 RAMP 19 FREQ 20 TRK EPAD 描述 电源良好。开漏电源良好指示器逻辑输出，内置12.5 kΩ电阻连接在PGOOD与VCCO之间。当输出不在规定范围 内时，PGOOD被拉至地。不需要外部上拉电阻。在交错双相应用中，如果将FB引脚连接到高电平VCCO，从 而将控制器配置为从器件，则当主器件处于轻载下的跳脉冲模式时，通过外部电路将PGOOD引脚驱动到低 电平便可使能从器件的跳脉冲模式。否则，如果主器件配置为强制PWM工作模式，则从控制器的PGOOD引 脚必须连接到主器件的PGOOD引脚。 用于斜率补偿的可编程电流设置。RAMP和VIN之间连接一个电阻。工作期间，RAMP电压为0.2 V。通道禁 用时，此引脚为高阻态。 内部振荡器频率fOSC。利用FREQ和AGND之间的一个电阻，在200 kHz至1.5 MHz范围内设置所需的工作频率。 FREQ连接到AGND时，获得预编程的工作频率300 kHz；FREQ连接到VCCO时，获得600 kHz工作频率。 跟踪输入。不使用跟踪时，应将TRK连接到VCCO。 裸露焊盘。应将裸露焊盘的底部连接到系统AGND层。 Rev. 0 | Page 9 of 28 ADP1853 典型性能参数 90 90 80 80 70 70 EFFICIENCY (%) 100 50 40 60 50 40 30 30 20 20 10 10 PULSE SKIP FORCED PWM 1 10 100 LOAD (A) 10594-004 0 0.1 PULSE SKIP FORCED PWM 0 0.1 1 10 100 LOAD (A) 图4. 效率曲线，12 VIN 至3.3 VOUT ，300 kHz，电路见图36 10594-005 60 图7. 效率曲线，15 VIN 至5 VOUT ，600 kHz，电路见图35 LOAD CURRENT LOAD CURRENT 4 4 2 VOUT_AC VOUT_AC B W B W M 100µs 5.0MS/s 200ns/pt A CH4 14.2A CH2 200mV CH4 10A Ω 图5. 10 A至20 A负载阶跃，12 VIN 至3.3 VOUT ，300 kHz，电流模式 B W B W M 100µs 5.0MS/s 200ns/pt A CH4 10594-007 CH2 200mV CH4 10A Ω 10594-006 2 14.2A 图8. 10 A至20 A负载阶跃，12 VIN 至3.3 VOUT ，300 kHz，电压模式 VIN VIN 1 1 VOUT_AC VOUT_AC 2 CH1 5V CH2 100mV B W B W M 100µs 250MS/s 4ns/pt A CH1 12.6V 10594-008 2 CH1 5V CH2 100mV 图6. 9 V至15 V线路阶跃，3.3 VOUT ，15 A负载，电流模式 B W B W M 100µs 250MS/s 4ns/pt A CH1 12.6V 10594-009 EFFICIENCY (%) 100 图9. 9 V至15 V线路阶跃，3.3 VOUT ，15 A负载，电压模式 Rev. 0 | Page 10 of 28 ADP1853 EN 1 SYNC 1 SW 3 DH 3 CLKOUT VOUT 2 W CH2 5V B M 1.0µs 1.25GS/s 400ps/pt B W W A CH1 3.6V 2 CH1 2V CH3 10V 图10. 同步和CLKOUT，fSYNC = 300 kHz CH2 1V B W M 2ms 250kS/s 4µs/pt 45 VIN = 12V 34 OUTPUT IS LOADED HS FET = BSC080N03LS 33 LS FET = BSC030N03LS A CH1 560mV TA = 25°C OUTPUT IS LOADED HS FET = BSC080N03LS LS FET = BSC030N03LS 43 41 32 30 29 37 35 33 28 31 27 29 27 DEAD TIME BETWEEN SW FALLING EDGE AND DL RISING EDGE, INCLUDING DIODE RECOVERY TIME 25 –40 –20 0 20 40 60 80 100 120 140 TEMPERATURE (°C) 25 DEAD TIME BETWEEN SW FALLING EDGE AND DL RISING EDGE, INCLUDING DIODE RECOVERY TIME 0 5 10 15 20 VIN (V) 图11. 死区时间与温度的关系 10594-014 DEAD TIME (ns) 39 31 10594-011 DEAD TIME (ns) W B W 图13. 预充电输出状态下软启动，3.3 VOUT 强制PWM模式 35 26 B 10594-017 B 10594-016 CH1 5V CH3 10V 图14. 死区时间与VIN 的关系 350 4.5 4.0 DRIVER RESISTANCE ( ) DH MINIMUM OFF TIME 200 150 100 DH MINIMUM ON TIME 50 2.5 5.0 7.5 10.0 12.5 15.0 VIN = 2.75V, SOURCING 3.0 2.5 VIN = 12V, SOURCING VIN = 2.75V, SINKING 2.0 1.5 VIN = 12V, SINKING 1.0 0.5 17.5 VIN (V) 20.0 10594-012 TIME (ns) 250 3.5 0 –40 –15 10 35 60 85 TEMPERATURE (°C) 图15. 驱动器电阻与温度的关系 图12. 典型DH最短开启时间和关闭时间 Rev. 0 | Page 11 of 28 110 135 10594-015 300 ADP1853 工作原理 ADP1853是一款固定频率、降压、同步开关控制器，集成 驱动器和自举功能，可驱动外部N沟道功率MOSFET。电 流模式控制环路也可以配置为电压模式。在小负载时，可 以将它设置为跳脉冲工作模式以省电；它也可以设置为强 制PWM工作模式。ADP1853具有可编程软中断、输出电压 保护、可编程限流、电源良好和跟踪功能。该控制器可以 在200 kHz到1.5 MHz的开关频率下工作；开关频率通过一个 电阻设置，也可以与外部时钟同步。它还具有内部时钟输 出信号，可用来同步其他器件。 控制架构 ADP1853基于固定频率、仿真峰值电流模式、PWM控制架 构。电感电流通过测量外部低端MOSFET(R DSON )上的压 降，或置于低端MOSFET源极与电源地之间的串联检测电 阻上的压降来检测。该电流是在开关周期的关闭期间进行 检测，并利用内部电流检测放大器进行调理。电流检测放 大器的增益可以在器件开始切换之前的控制器上电初始化 期间设置为3 V/V、6 V/V或12 V/V。DL和PGND之间的电阻 为47 kΩ时，增益设置为3 V/V；电阻为22 kΩ时，增益设置 为6 V/V；无电阻时，增益设置为12 V/V。电流检测放大器 的输出信号被保持，并在DH开启期间的下一开关周期增 加到仿真电流斜坡上，然后送入PWM比较器，如图16所 示。此信号与误差放大器提供的COMP信号进行比较，复 位正反器，产生PWM脉冲。如果在DL与PGND之间放置 一个100 kΩ电阻以选择电压模式控制，则仿真斜坡直接馈入 PWM比较器，而不增加电流检测信号。 如图16所示，仿真电流斜坡产生于IC内部，但可以通过 RAMP引脚进行编程。选择适当大小的电阻连接在VIN与 RAMP引脚之间，可以设置所需的斜率补偿值，同时还能 提供VIN正馈特性。控制逻辑实行防直通措施，限制内部驱 动器与外部MOSFET交叉传导。 振荡器频率 内部振荡器频率可通过FREQ引脚处的外部电阻R FREQ 设 置，范围为200 kHz至1.5 MHz。常用的一些fOSC 值如表4所 示，关系图参见图17。例如，电阻为78.7 kΩ时，振荡器频率 设置为800 kHz。此外，FREQ连接到AGND或VCCO时，振 荡器频率分别设置为300 kHz或600 kHz。对于表4未列出的 其它频率，RFREQ和fOSC的值可以从图17获得，或者使用下 面的经验公式来计算这些值： RFREQ (kΩ) = 96,568 × fOSC (kHz )−1.065 表4. 设置振荡器频率 RFREQ 332 kΩ 78.7 kΩ 60.4 kΩ 51 kΩ 40.2 kΩ FREQ to AGND FREQ to VCCO fOSC (典型值) 200 kHz 800 kHz 1000 kHz 1200 kHz 1500 kHz 300 kHz 600 kHz 410 RFREQ (kΩ) = 96,568 fOSC (kHz)–1.065 360 OSC VIN FF RRAMP R TO DRIVERS 310 Q RFREQ (kΩ) IRAMP Q S AR CR 260 210 160 110 FROM ERROR AMP ACS 60 CS PGND 10594-022 VCS 10 100 400 700 1000 1300 fOSC (kHz) 图17. RFREQ 与fOSC 的关系 图16. 简化控制架构 Rev. 0 | Page 12 of 28 1600 1900 10594-023 VIN ADP1853 同步 ADP1853的开关频率可同步至一个连接到SYNC引脚的外 部时钟信号。内部振荡器频率(通过FREQ引脚处的电阻编 程)必须设置为接近外部时钟频率的值；因此，外部时钟频 率可以在所设置内部时钟的0.85倍到1.3倍范围内变化。由 此 得 到 的 开 关 频 率 为 外 部 SYNC频 率 的 1倍 。 同 步 时 ， ADP1853以PWM模式工作。 PWM或跳脉冲工作模式 SYNC引脚具有多重用途。当SYNC连接到VCCO或处于高 逻辑电平时，PWM模式使能。当SYNC连接到地或悬空 时，跳脉冲模式使能。在两个时钟周期内，SYNC瞬间从 低电平变为高电平或从高电平变为低电平时，将导致控制 器从强制PWM模式转到跳脉冲模式或从跳脉冲模式转到 强制PWM模式。 COMP (CH2) VOUT RIPPLE 3 INDUCTOR CURRENT 4 2 CH1 10V CH3 20mV CH2 200mV CH4 2A Ω A CH1 7.8V 图18. 轻负载下的跳脉冲模式示例 当输出负载大于跳脉冲阈值电流时，即当VCOMP达到阈值 0.9 V时，ADP1853退出跳脉冲工作模式，进入固定频率断续 导通模式(DCM)，如图19所示。当负载进一步增加时， ADP1853进入连续导通模式(CCM)。 DH 1 表5. 工作模式 DL 工作模式 跳脉冲模式 强制PWM 跳脉冲模式 强制PWM 2 OUTPUT RIPPLE 3 4 INDUCTOR CURRENT ADP1853具有跳脉冲检测电路，允许控制器跳过一些PWM 脉冲，从而降低轻负载时的开关频率，保持更高的效率。 相应的输出纹波大于固定频率强制PWM模式下的输出纹 波。图18显示轻负载下的ADP1853在跳脉冲模式工作。轻 负载下的跳脉冲频率取决于电感、输出电容、输出负载和 输入输出电压。 CH1 10V CH3 20mV CH2 5V CH4 2A Ω M1µs A CH1 13.4V 10594-025 SYNC引脚 低电平 高电平 不连接 时钟信号 M200µs 10594-024 在第一个SYNC边沿检测到外部时钟时，内部振荡器复 位，时钟控制转移到SYNC。然后，SYNC触发PWM输出 的后续时钟。DH上升沿出现在对应SYNC边沿之后100 ns， 频率锁定至外部信号。如果外部SYNC信号在工作期间消 失，ADP1853将恢复使用内部振荡器。使用SYNC功能 时，建议在SYNC与VCCO之间连接一个上拉电阻，这样当 SYNC信号丢失时，ADP1853可以继续工作在PWM模式。 SW 1 图19. 断续导通模式(DCM)波形示例 在强制PWM模式下，无论负载大小，ADP1853始终在 CCM模式工作，因而电感电流始终是连续的。 CLKOUT信号 ADP1853有一路时钟输出CLKOUT，可用于同步另一个 ADP1853控制器，因此无需外部时钟源。CLKOUT频率为 内部振荡器频率fOSC的1倍，180°相移。 Rev. 0 | Page 13 of 28 ADP1853 VIN = 2.75V TO 5.5V 输入欠压闭锁 当VIN引脚的偏置输入电压小于欠压闭锁(UVLO)阈值2.6 V (典型值)时，开关驱动器保持无效状态。如果EN为高电 平，控制器即开始切换，VIN引脚电压超过UVLO阈值。 内部线性稳压器 内部线性稳压器是一个低压差(LDO)VCCO。VCCO为内部 控制电路和栅极驱动器供电。它保证具有200 mA以上的输出 电流能力，足以满足典型逻辑阈值MOSFET(最高1.5 MHz) 的栅极驱动器要求。VCCO始终有效，EN信号无法将其关 断，但过温保护事件会同时禁用LDO和控制器。VCCO至 AGND接1 µF或更大的旁路电容。 VIN ADP1853 图20. VIN < 5.5 V时的配置 过压保护 ADP1853内置输出过压检测电路，可检测FB节点的过压事 件。当FB电压VFB超过过压阈值时，高端N沟道MOSFET (NMOSFET)关闭，低端NMOSFET导通，直到VFB降至过压 ( 阈值以下。这种操作称为“撬棍式过压保护”。如果过压状 况未消除，控制器将使反馈电压保持在过压阈值与欠压阈 值之间，输出被调节在调节范围的+8%到−8%之间(典型值)。 过压事件期间，SS节点通过内部3 kΩ下拉电阻放电至零。当 FB电压降至欠压阈值以下时，软启动序列重新启动。图21 显示了PSM模式下的过压保护机制。 DH 1 由于LDO提供栅极驱动器电流，因此在各开关周期，当驱 动器切换且升压电容充电时，VCCO的输出会受到突增的 瞬态电流影响。LDO已经过优化，可以处理这种瞬态变化 而不会发生过载故障。由于存在栅极驱动负载，不建议利 用VCCO输出驱动其它外部辅助系统负载。 PGOOD 2 VOUT = 1.8V SHORTED TO 2V SOURCE 3 VIN LDO的电流限值远超过预期的最大栅极驱动器负载。此限 流特性还包括短路折返功能，发生短路故障时可以进一步 限制VCCO电流。 对于5.5 V以下的输入电压，建议将VIN连接到VCCO以旁路 LDO，如图20所示，从而消除压差。然而，如果输入范围 是4 V到7 V，则无法通过短接VIN和VCCO来旁路LDO，因为 7 V输入已超过VCCO引脚的最大电压额定值。这种情况下， 应使用LDO驱动内部驱动器，但应注意，VIN小于5 V时存在 压差。 VCCO 4 CH1 20V CH3 1V CH2 5V CH4 10V M100µs A CH1 10V 10594-027 ADP1853的防直通电路监控DH至SW和DL至PGND电压， 并调整低端和高端驱动器以确保先开后合切换动作，防止 高端和低端MOSFET交叉传导或直通。这种先开后合切换 就是所谓的死区时间，它不是固定的，取决于MOSFET导 通和关闭的速度。在使用中等大小MOSFET、输入电容约 为3 nF的典型应用电路中，典型死区时间约为25 ns。使用 快速恢复的小型MOSFET时，死区时间可以低至13 ns。 10594-026 同步整流器和死区时间 图21. PSM模式下的过压保护 电源良好 PGOOD引脚是开漏NMOSFET，内部12.5 kΩ上拉电阻连接 在PGOOD与VCCO之间。PGOOD在正常工作期间内部上 拉至VCCO，触发时低电平有效。当反馈电压VFB升至过压 阈值以上或降至欠压阈值以下时，PGOOD输出在12 µs延迟 后接到地。过压或欠压状况必须持续10 µs以上，PGOOD才 会变得有效。检测到热过载状况时，PGOOD输出也会变 得有效。 Rev. 0 | Page 14 of 28 ADP1853 短路和限流保护 使能/禁用控制 当输出短路，或者输出电流超过限流设置电阻(位于ILIM 与CS之间)设置的电流限值并持续8个周期时，ADP1853将 关闭高端和低端驱动器，并且每隔10 ms重新启动一次软启 动序列，这称为“打嗝”模式。在过流或短路事件期间，SS 节点通过内部3 kΩ电阻放电至零。图22显示：当输出短路时， 高电流应用电路中的ADP1853保持限流打嗝模式。 EN引脚用于使能或禁用控制器ADP1853；精密使能典型阈 值为0.63 V。当EN电压超过阈值电压时，控制器使能，在内 部振荡器、参考、设置和软启动周期初始化完成后即开始 正常工作。当EN电压降至阈值电压以下30 mV(迟滞，典型 值)时，ADP1853中的驱动器和内部控制器电路关闭。初始 设置仍然有效，在VIN引脚周期供电之前重新使能控制器 不会改变设置。此外，EN信号不会关断VCCO处的LDO稳 压器，当VIN大于UVLO阈值时，稳压器始终有效。 为了控制启动电源的时序，可以在主电源与EN引脚之间连 接一个适当的电阻分压器，用以设置ADP1853的启动，如 图23所示。例如，如果需要主电源提供10 V的启动电压，则 R1和R2可以分别设置为156 kΩ和10 kΩ。 SW SS 3 MASTER SUPPLY VOLTAGE INDUCTOR CURRENT R1 4 VOUT ADP1853 M2ms A CH1 CH4 10A Ω 11.2V 10594-028 EN CH1 10V CH3 500mV R2 图22. 限流打嗝模式，电流限值20 A RTOP FB RBOT 图23. 工作上电时序控制电路 Rev. 0 | Page 15 of 28 10594-029 1 ADP1853 热过载保护 ADP1853内 置 温 度 传 感 器 ， 可 以 检 测 芯 片 的 结 温 。 当 ADP1853的结温达到大约155°C时，ADP1853进入热关断状 态，转换器关闭，SS引脚通过内部3 kΩ电阻放电至零。与此 同时，VCCO放电至零。当结温降至135°C以下，ADP1853 执行软启动，恢复正常工作状态。 VIN RAMP EN TRK ADP1853 RCSG PGND FB SS COMP PGOOD CLKOUT AGND VIN RRAMP VIN RAMP EN VCCO ADP1853 SLAVE L2 SW CS ILIM M4 DL RCSG SYNC PGND COMP FB PGOOD CLKOUT 10594-030 AGND M3 DH BST TRK SS VOUT M2 DL FREQ FREQ L1 SW CS ILIM VCCO SYNC 可以利用两个ADP1853控制器来设计一种双相、交错式、 降压开关DC-DC稳压器。在双相操作中，开关稳压器的两 路输出连接在一起，可提供50 A以上的源电流，具体取决于 电源器件的选择。图24所示为典型双相应用电路的配置。 注意，仅主ADP1853中的误差放大器工作，从ADP1853输 出端的误差放大器变为三态(通过将FB连接到VCCO)。来 自主器件的CLKOUT信号连接到从控制器的SYNC输入； 主从器件的SS信号连在一起；从器件的COMP引脚必须连 接到主器件的COMP引脚；从器件的PGOOD引脚必须连 接到主器件的PGOOD引脚。 M1 DH BST MASTER 交错双相保护 VIN RRAMP 图24. 双相应用 Rev. 0 | Page 16 of 28 ADP1853 应用信息 ADIsimPower设计工具 ADIsimPower设计工具集支持ADP1853。ADIsimPower是 一个工具集合，可以根据特定设计目标产生完整的电源设 计。利用这些工具，用户只需几分钟就能生成完整原理 图、物料清单并计算性能。ADIsimPower可以考虑IC和所 有真实外部元件的工作条件与限制，并针对成本、面积、 效 率 和 器 件 数 量 优 化 设 计 。 ADIsimPower工 具 可 通 过 www.analog.com/ADIsimPower网站获得，用户可以通过该 工具申请未填充的电路板。 电流限值由ILIM和CS之间的外部限流电阻RILIM设置。电流 检测引脚ILIM将标称值50 μA电流提供给此外部电阻，产生 RILIM乘以50 μA的偏移电压。当电流检测元件RCS(检测电阻或 低端MOSFET RDSON)上的压降等于或大于此偏移电压时， ADP1853指示发生限流事件。 R ILIM = 1.06 × I LPK × RCS 50 其中： ILPK为峰值电感电流。 设置输出电压 精确限流检测 输出电压通过连接在输出与FB之间的电阻分压器设置。 RBOT使用1 kΩ至20 kΩ的电阻。利用下式选择RTOP以设置输出 电压： 在整个温度范围内，MOSFET的RDSON变化幅度可达50%以 上。为实现精确的限流检测，应在低端MOSFET的源极与 PGND之间增加一个电流检测电阻。确保该电流检测电阻 的功率额定值符合应用要求。图25显示了精确限流检测的 实现方案。     VIN 其中： RTOP为高端分压器电阻。 RBOT为低端分压器电阻。 VOUT为调节输出电压。 VFB为反馈调节阈值0.6 V。 ADP1853 DH CS ILIM DL RSENSE 软启动 软启动周期通过SS与AGND之间的外部电容设置。软启动 功能用于限制输入浪涌电流，防止输出过冲。EN使能时， 6.5 µA电流源开始给电容充电；当SS电压达到0.6 V时，电容 达到调节电压。软启动时间近似计算如下： t SS = 0.6 V 6.5 RILIM 10594-031  V − VFB RTOP = R BOT  OUT VFB  图25. 精确限流检测 输入电容选择 使用两个并联电容，靠近高端开关MOSFET的漏极放置： 一个电流额定值足够高的大电容，一个10 μF陶瓷去耦电容。 根据纹波电流额定值选择输入大电容。对于特定负载，所 需的最小输入电容为： C SS SS引脚的最终电压等于VCCO。 控制器禁用时(例如EN被拉低或发生过流状况时)，软启动 电容通过内部3 kΩ下拉电阻放电。 设置电流限值 限流比较器测量低端MOSFET上的电压以确定负载电流。 C IN , MIN = I O × D(1 − D) (VPP − I O × DR ESR ) f SW 其中： IO为输出电流。 D为占空比。 VPP为所需的输入纹波电压。 RESR是电容的等效串联电阻。 Rev. 0 | Page 17 of 28 ADP1853 VIN引脚滤波器 输出电容选择 建议在VIN引脚上放置一个低通滤波器。将一个2 Ω到10 Ω 的电阻串联至VIN，并在VIN与AGND之间连接一个1 µF陶 瓷电容，可以形成一个低通滤波器，从而有效滤除开关调 节器造成的不良毛刺。注意，当驱动大MOSFET时，输入 电流可能大于100 mA。100 mA电流流经10 Ω电阻会产生1 V 压降，与VCCO的压降相同。这种情况下应使用值较低的 电阻。 对于输出端的最大容许开关纹波，选择大于以下值的输出 电容： VIN 2Ω TO 10Ω ADP1853 VIN AGND 10594-032 1µF 图26. 输入滤波器配置 升压电容选择 在SW和BST引脚之间连接一个升压电容，以便在切换期间 为高端驱动器提供电流。选择值介于0.1 µF和0.22 µF之间的 陶瓷电容。 电感选择 对于大多数应用，所选的电感值应使得电感纹波电流介于 最大直流输出负载电流的20%到40%之间。 利用下式选择电感值： L= V IN − VOUT VOUT × f SW × ∆I L V IN COUT ≅ ∆I L 1 × 2 2 8 f SW ∆VOUT − ∆I L × (R ESR 2 − (4 f SW × LESL )2 ) 其中： ∆VOUT为目标最大输出纹波电压。 ∆IL为电感纹波电流。 RESR为该输出电容的等效串联电阻(或所有输出电容ESR的 并联组合)。 LESL为该输出电容的等效串联电感(或所有电容ESL的并联 组合)。 输出电容在开关频率下的阻抗乘以纹波电流得到输出电压 纹波。该阻抗由容性阻抗、非理想寄生特性、等效串联电 阻(ESR)和等效串联电感(ESL)组成。 通常而言，电容阻抗以ESR为主。制造商的数据手册会提 供电容(如电解质电容或聚合物电容等)的最大ESR额定值， 因此，输出纹波简化为： ∆VOUT ≅ ∆I L × RESR 电解质电容的ESL也相当大，约为5 nH至20 nH，取决于类 型、尺寸和几何形状。PCB走线也会增加一些ESR和ESL。 然而，电容数据手册的最大ESR额定值一般提供了一些余 量，因而可能不需要测量ESL。 对于开关频率下ESR和ESL的阻抗较小的输出电容，例如输 出电容是一组并联MLCC电容时，容性阻抗占主导地位； 因此，输出电容必须大于： 其中： L为电感值。 fSW为开关频率。 VOUT为输出电压。 VIN为输入电压。 ∆IL为峰峰值电感纹波电流。 COUT ≅ 检查电感数据手册，确保电感的饱和电流远高于具体设计 的峰值电感电流。 ∆I L 8 ∆VOUT × f SW 确保输出电容的纹波电流额定值大于最大电感纹波电流。 要达到负载释放期间的输出电压过冲要求，输出电容应大于 COUT ≅ (VOUT ∆I STEP 2 L + ∆VOVERSHOOT )2 − VOUT 2 其中： ∆VOVERSHOOT为最大容许过冲。 选择由以上两个公式计算得出的最大输出电容。 Rev. 0 | Page 18 of 28 ADP1853 MOSFET选择 如果数据手册未提供QGSW，可通过下式近似计算： MOSFET的选择直接影响DC-DC转换器的性能。MOSFET 的低导通电阻可降低I2R损耗，低栅极电荷可降低转换损 耗。MOSFET的热阻应很低，确保MOSFET的功耗不会导 致MOSFET芯片温度升高过多。 高端MOSFET在导通期间承载负载电流，转换器的大部分 转换损耗通常都是因此而产生。一般而言，MOSFET的导 通电阻越低，则栅极电荷越高，反之亦然。因此，必须选 择 一 个 能 够 平 衡 这 两 种 损 耗 的 高 端 MOSFET。 高 端 MOSFET的传导损耗由以下公式确定： Q GSW ≅ Q GD + 其中： QGD和QGS分别是栅极到漏极和栅极到源极电荷，由MOSFET 数据手册提供。 IDRIVER_RISE和IDRIVER_FALL可通过下式估算： 2 PC = (I LOAD( RMS ) ) × R DSON 其中： RDSON为MOSFET导通电阻。 栅极充电损耗可通过以下公式近似计算： PG ≅ VPV × QG × f SW 其中： VPV为栅极驱动器电源电压。 QG为MOSFET总栅极电荷。 注意，栅极充电损耗不是消耗在MOSFET上，而是消耗在 ADP1853内部驱动器上。计算总电源效率时，应当考虑此 损耗。 高端MOSFET转换损耗可通过以下公式近似计算： PT ≅ VDD − VSP RON _ SOURCE + RGATE I DRIVER _ FALL ≅ VSP RON _ SINK + RGATE 其中： VDD是驱动器的输入电源电压，介于2.75 V到5 V，取决于输 入电压。 V SP 是 MOSFET完 全 导 通 的 切 换 点 ； 此 电 压 可 通 过 查 看 MOSFET数据手册提供的栅极电荷图来估算。 R ON_SOURCE 是表1给出的ADP1853内部驱动器的导通电阻 (MOSFET充电时)。 R O N _ S I N K 是 表 1给 出 的 ADP1853内 部 驱 动 器 的 导 通 电 阻 (MOSFET放电时)。 RGATE是MOSFET的栅极导通电阻，由MOSFET数据手册提 供。如果添加了外部栅极电阻，应将此外部电阻与R GATE 相加。 PHS ≅ PC + PT 2 当高端MOSFET关断时，同步整流器或低端MOSFET承载 电感电流。低端MOSFET的转换损耗很小，计算中可以忽 略不计。对于高输入电压和低输出电压的情况，多数时候 是低端MOSFET承载该电流。因此，为实现高效率，必须 优 化 低 端 MOSFET以 确 定 低 导 通 电 阻 。 如 果 损 耗 超 过 MOSFET额定值，或者需要比单个MOSFET电阻更低的电 阻，可以将多个低端MOSFET并联。低端MOSFET传导损 耗通过下式计算： tR和tF通过下式估算： tF ≅ I DRIVER _ RISE ≅ 高端MOSFET的总功耗等于传导损耗与转换损耗之和： VIN × I LOAD × (t R + t F ) × f SW 其中： PT为高端MOSFET开关损耗。 tR为高端MOSFET充电的上升时间。 tF为高端MOSFET放电的下降时间。 tR ≅ Q GS 2 Q GSW I DRIVER _ RISE Q GSW I DRIVER _ FALL PCLS = ( I LOAD( RMS ) )2 × R DSON 其中： QGSW为开关期间MOSFET的栅极电荷，由MOSFET数据手 册提供。 IDRIVER_RISE和IDRIVER_FALL为ADP1853内部栅极驱动器的输出电流。 Rev. 0 | Page 19 of 28 ADP1853 当低端MOSFET的体二极管传导输出电流时，高端开关关 断与低端开关接通之间的时间称为“死区”，在此期间也会 有额外的损耗。体二极管的损耗通过下式计算： III型补偿 –1 SL O G (dB) PBODYDIODE = VF × t D × f SW × I O PE –1 SL O PE fP fZ –90° 其中： VF为体二极管的正向压降，典型值0.7 V。 tD是ADP1853的死区时间，当驱动输入电容CISS约为3 nF的 中等大小MOSFET时，其典型值为30 ns。死区时间不是固定 值，其有效值随栅极驱动电阻和CISS而变化；因此，在高 负载电流设计和低压设计中，PBODYDIODE会提高。 O SL +1 PE PHASE –270° CHF RFF CFF VOUT RZ CI RTOP RBOT FB EA COMP INTERNAL VREF PLS = PCLS + PBODYDIODE 注意，MOSFET导通电阻RDSON随温度升高而提高，温度系 数典型值为0.4%/oC。MOSFET结温(TJ)与环境温度的关系 如下： TJ = TA + θJA × PD 图27. III型补偿 如果输出电容ESR零点频率大于交越频率的½，则使用III 型补偿器，如图27所示。 输出LC滤波器谐振频率计算如下： 其中： θJA为MOSFET封装的热阻。 TA是环境温度。 PD为MOSFET的总功耗。 f LC = 将一个100 kΩ电阻放在DL与PGND之间，可将控制器设置为 电压工作模式。对于1.5 V以下的电压模式，选择可能的较 大斜坡幅度。斜坡电压通过VIN与RAMP引脚之间的电阻值 设置： VIN − 0.2 V RRAMP = 100 pF × f SW × VRAMP RAMP引脚的电压为固定值0.2 V，流入RAMP引脚的电流应 在10 µA到160 µA之间。确保满足下列条件： ≤ VIN − 0.2 V RRAMP ≤ 160 1 2π LC (2) 选择交越频率为开关频率的1/10： 环路补偿—电压模式 10 10594-033 低端MOSFET的功耗计算如下： (1) 例如，输入电压为12V时，RRAMP不应小于73.8kΩ。 假设LC滤波器设计已完成，则可以补偿反馈控制系统。一般 而言，铝电解电容具有高ESR，但如果将多个铝电解电容 并联，则有效ESR将很低，这就需要III型补偿。此外，陶 瓷电容的ESR非常低(仅几毫欧)，因而III型补偿是更好的 选择。 fCO = f SW 10 (3) 极点和零点设置如下： f P1 = f P2 = 1 f SW 2 (4) f Z1 = f Z2 = fCO f SW 1 = = 4 40 2πRZ C I (5) f Z1 = f Z2 = f LC 1 = 2 2πRZ C I (6) 或者 使用由公式5或公式6计算得到的较低零点频率。补偿电阻 RZ计算如下： RZ = RTOP V RAMP f Z1 f CO V IN f LC 2 (7) 然后计算CI： CI = 1 2πR Z f Z1 (8) 由于误差放大器的输出电流驱动是有限的，C I 必须小于 10 nF。如果它大于10 nF，应选择更大的RTOP并重新计算RZ和 CI，直到CI小于10 nF。 Rev. 0 | Page 20 of 28 ADP1853 因为CHF