1100 MHz可变增益放大器和
基带可编程滤波器
ADRF6518
功能框图
产品特性
ENBL INP1
INM1
VPS RAVG VGN1 OFS1 VPS
ADRF6518
VPSD
OPP1
COMD
OPM1
LE
COM
VGN3
CLK
SPI
VOCM
DATA
SDO/RST
COM
VICM/AC
OPM2
VPI
OPP2
COM
INP2
INM2
VPS
VPK VGN2 OFS2 VPS
图1.
应用
点到点及点到多点无线电
基带IQ接收机
分集接收机
ADC驱动器
仪器仪表
医疗
概述
ADRF6518包括一对匹配的完全差分低噪声、低失真可编
程滤波器和可变增益放大器(VGA)。每个通道都能够抑制
较大的带外干扰信号，同时忠实放大所需信号，因而模数
转换器(ADC)的带宽和分辨率要求得以降低。两个通道匹
配出色，而且在所有增益和带宽设置下都具有很高的无杂
散动态范围，因此ADRF6518非常适合具有密集星座图、
多个载波并存在邻近干扰的正交(IQ)通信系统。可通过串
行端口接口(SPI)编程放大器增益、滤波器截止频率等各种
特性。
位于滤波器之前的第一个VGA提供24 dB的连续增益控制以
及9 dB、12 dB和15 dB的固定增益选项，并设置差分输入阻
抗为400 Ω。滤波器在1 MHz至63 MHz范围内以1 MHz步进
提供截止频率为0.5 dB的六极点巴特沃兹响应。对于超出
63 MHz的工作频率，可禁用并完全旁路滤波器，从而将−3 dB
Rev. 0
带宽扩展到1100 MHz。提供宽带峰值检波器，用于监控滤
波器输入端的峰值信号。滤波器之后的每一对VGA都可提
供24 dB连续增益控制，固定增益选项为12 dB、15 dB、18 dB
和21 dB。输出缓冲器提供额外的3 dB或9 dB增益选项，并
提供低于10 Ω的差分输出阻抗。它们能够以优于65 dBc的HD3
驱动1.5 V p-p至400 Ω负载。输出共模电压默认为VPS/2，
并且可以通过VOCM引脚调整到最低900 mV。如果希望进
行完全直流耦合操作，可以通过SPI禁用单个通道上独立的
内置直流失调校正环路。高通转折频率由引脚OFS1和
OFS2引脚上的外部电容和后置滤波器VGA增益确定。
ADRF6518采用3.15 V至3.45 V电源供电，最大功耗为400 mA。
完全禁用时，功耗低于1 mA。ADRF6518采用先进的硅-锗
BiCMOS工艺制造，提供32引脚、裸露焊盘LFCSP封装，额
定温度范围为−40°C至+85°C。
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的最新英文版数据手册。
11449-001
一对匹配的可编程滤波器和三通道VGA
连续增益控制范围：72 dB
数字增益控制：30 dB
滤波器旁路模式带宽(BW)
±1 dB增益平坦度：300 MHz
−3 dB小信号带宽：分别为650 MHz/1100 MHz、VGA2和
VGA3 21 dB/12 dB
6极点巴特沃兹滤波器：1 MHz 至 63 MHz，1 MHz步进，0.5 dB
截止频率
峰值检波器
IMD3：>65 dBc(1.5 V p-p复合输出)
HD2、HD3：>65 dBc(1.5 V p-p输出)
差分输入和输出
灵活的输出和输入共模范围
可选直流输出失调校正
SPI可编程滤波截止频率和增益步进
3.3 V单电源，具有关断特性
ADRF6518
目录
产品特性 ......................................................................................... 1
应用.................................................................................................. 1
功能框图 ......................................................................................... 1
概述.................................................................................................. 1
修订历史 ......................................................................................... 2
技术规格 ......................................................................................... 3
时序图 ........................................................................................ 5
绝对最大额定值............................................................................ 6
ESD警告..................................................................................... 6
引脚配置和功能描述 ................................................................... 7
典型性能参数 ................................................................................ 8
滤波器模式 ............................................................................... 8
旁路模式.................................................................................. 16
混合电源和滤波器模式 ....................................................... 18
特性测量 ....................................................................................... 19
噪声系数计算 ......................................................................... 19
寄存器映射和代码 ..................................................................... 20
工作原理 ....................................................................................... 21
输入VGA ................................................................................. 21
峰值检波器 ............................................................................. 22
可编程滤波器 ......................................................................... 22
可变增益放大器(VGA) ........................................................ 23
输出缓冲器/ADC驱动器 ..................................................... 23
直流失调补偿环路 ................................................................ 23
对ADRF6518进行编程.......................................................... 23
噪声特性.................................................................................. 24
失真特性.................................................................................. 24
动态范围最大化..................................................................... 25
正交接收机的关键参数 ....................................................... 25
应用信息 ....................................................................................... 26
基本连接.................................................................................. 26
电源去耦.................................................................................. 26
输入信号路径 ......................................................................... 26
输出信号路径 ......................................................................... 26
直流失调补偿环路使能 ....................................................... 26
共模旁路.................................................................................. 27
串行端口连接 ......................................................................... 27
使能/禁用功能 ....................................................................... 27
增益引脚去耦 ......................................................................... 27
峰值检波器连接..................................................................... 27
误差矢量幅度(EVM)性能.................................................... 27
EVM测试设置 ........................................................................ 27
EVM测量 ................................................................................. 27
EVM系统测量 ........................................................................ 29
滤波器带宽对EVM的影响 .................................................. 31
禁用功能的下拉电阻............................................................ 31
滤波器旁路模式下的高增益不稳定性 ............................. 31
ADRF6518的线性操作.......................................................... 32
评估板 ........................................................................................... 33
评估板控制软件..................................................................... 33
原理图和PCB布局图............................................................. 34
外形尺寸 ....................................................................................... 39
订购指南.................................................................................. 39
修订历史
2013年6月—修订版0：初始版
Rev. 0 | Page 2 of 40
ADRF6518
技术规格
除非另有说明，VPS、VPI、VPSD = 3.3 V，TA = 25°C，ZLOAD = 400 Ω，电源模式位(B9) = 0(低功耗模式)，数字增益代码位(B8
至B2)= 0000001，直流失调禁用位(B1) = 0(使能)。
表1.
参数
频率响应、滤波器旁路模式
±1 dB增益平坦度带宽
−3 dB小信号带宽
频率响应
低通截止频率(fC)
步长
截止频率绝对精度
截止频率匹配
通带纹波
增益匹配
群延迟偏差
截止频率 = 1 MHz
截止频率 = 30 MHz
群延时匹配
截止频率 = 1 MHz
截止频率 = 30 MHz
阻带抑制
相对于通带
输入级
最大输入摆幅
差分输入阻抗
输入共模范围，直流耦合模式
输入共模，交流耦合模式
VICM/AC输入阻抗
峰值检波器
输出调整
复位阈值
增益控制
增益范围
电压衰减范围
增益斜率
增益误差
输出级
最大输出摆幅
差分输出阻抗
输出直流失调
输出共模范围
测试条件/注释
最小值 典型值
300
650
1100
VGA2和VGA3 21 dB数字增益设置
VGA2和VGA3 12 dB数字增益设置
6极点巴特沃兹滤波器，0.5 dB带宽
最大值
1
整个工作温度范围
通道A和通道B具有相同的增益和带宽设置
通道A和通道B具有相同的增益和带宽设置
从中频带到峰值频带
单位
MHz
MHz
MHz
1
±8
±0.5
0.5
±0.1
63
MHz
MHz
% fC
% fC
dB p-p
dB
135
11
ns
ns
5
0.2
ns
ns
30
75
dB
dB
5.0
400
1.95
V p-p
Ω
V
3.1
V
通道A和通道B具有相同的增益
2 × fC
5 × fC
INP1、INM1、INP2、INM2、VICM/AC
增益最小时，VGN1 = 0 V
1.5 V p-p输入电压，HD3 > 65 dBc (VPI = 3.3 V)， 1.35
VICM/AC悬空或逻辑高电平
1.5 V p-p输入电压，HD3 > 65 dBc (VPI = 5.0 V)， 1.35
VICM/AC悬空或逻辑高电平
VPI = 3.3 V至5.0 V，VICM/AC = 0 V
VPK、RAVG、SDO/RST
相对于滤波器输入端的峰值电压
逻辑高电平持续时间 > 25 ns
VGN1、VGN2、VGN3
最大数字增益
最小数字增益
各衰减器、VGAIN = 0 V至1 V
Rev. 0 | Page 3 of 40
1
>2.0
V/V峰值
V
+66
+36
0
30
0.2
OPP1、OPM1、OPP2、OPM2和VOCM
增益最大时，RLOAD = 400 Ω
HD2 > 65 dBc，HD3 > 65 dBc，RLOAD = 400 Ω
VOCM输入阻抗
V
kΩ
−6
−36
−24
VGAIN = 300 mV至800 mV
输入短路，失调环路使能
1.5 V p-p输出电压
VOCM悬空
VPS/2
7.75
3
1.5
2 V。
SPI数据输出(SDO)。TTL电平：VLOW < 0.8 V，VHIGH > 2 V。
峰值检波器复位(RST)。要复位检波器，此引脚上需要25 ns以上的高电平脉冲。
输入共模基准电压(VICM)。VPI/2基准输出，通过最佳共模电平驱动差分输入。如果此引脚
用作上一级共模输出的共模基准，则只能将高阻抗节点连接到此引脚。
交流耦合/内部偏置激活(交流)。拉低此引脚以便交流耦合输入。
输入级电源电压：3.15 V至5.25 V。如果输入共模范围很窄(1.35 V至1.95 V)，应将VPI连接到
VPS。如果需要高达3.1 V的共模输入，应将VPI连接到5 V。
模拟公共端。使用尽可能低的阻抗，将COM引脚连接至外部电路公共端。
差分输入，400 Ω差分输入阻抗。
模拟正电源电压：3.15 V至3.45 V。
峰值检波器输出。在滤波器输入端执行1 V/V峰值差分调整，报告两个通道的较大峰值。
VGA1、VGA2和VGA3模拟增益控制。0 V至1 V，30 mV/dB增益调整。
失调校正环路补偿电容。将电容连接至电路公共端。
差分输出。这些输出具有小于10 Ω的输出阻抗。共模电压范围：0.9 V至VPS − 1.2 V；默认值
为VPS/2。
输出共模设定点。在开路的情况下，VOCM默认值为VPS/2。
峰值检波器时间常数电阻。此引脚连接到VPS。此引脚保持断开时，保持时间最长。RAVG
范围是∞到1 kΩ。
芯片使能。拉高此引脚可使能芯片。
裸露接地焊盘。将裸露焊盘与低阻抗接地焊盘相连。
Rev. 0 | Page 7 of 40
ADRF6518
典型性能参数
滤波器模式
除非另有说明，VPS、VPI、VPSD = 3.3 V，TA = 25°C，ZLOAD = 400 Ω，电源模式位(B9) = 0(低功耗模式)，数字增益代码位(B8
至B2)= 1111110，直流失调禁用位(B1) = 0(使能)，滤波器截止频率 = 63 MHz，交流耦合模式，基频为31 MHz。HD2/HD3与
增益的关系曲线：1.5 V p-p输出目标电平，模拟增益分布图参考图67。
4
0
3
–5
+25°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
2
–10
GAIN ERROR (dB)
–40°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
GAIN (dB)
–15
–20
–25
–40°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
1
0
–1
+25°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
–30
–2
–35
–3
+85°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
1.0
VGN1 (V)
–4
11449-005
0
0
200
300
400
500
600
700
800
900
1000
VGN1 (mV)
图5. 在不同电源电压和温度条件下，带内增益与VGN1的关系
图8. 在不同电源电压和温度条件下，增益误差与VGN1的关系
0
4
–5
3
+25°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
–10
2
GAIN ERROR (dB)
–40°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
–15
GAIN (dB)
100
11449-008
+85°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
–40
–20
–25
–40°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
1
0
–1
+25°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
–30
–2
–35
–3
+85°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
1.0
VGN2 (V)
–4
11449-006
0
0
100
200
300
400
500
600
700
800
900
1000
VGN2 (mV)
图6. 在不同电源电压和温度条件下，带内增益与VGN2的关系
11449-009
+85°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
–40
图9. 在不同电源电压和温度条件下，增益误差与VGN2的关系
4
0
3
–5
+25°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
2
–10
GAIN ERROR (dB)
–40°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
–20
–25
–40°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
1
0
–1
+25°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
–30
–2
–35
–3
+85°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
1.0
VGN3 (V)
图7. 在不同电源电压和温度条件下，带内增益与VGN3的关系
–4
0
100
200
300
400
500
600
700
800
900
1000
VGN3 (mV)
图10. 在不同电源电压和温度条件下，增益误差与VGN3的关系
Rev. 0 | Page 8 of 40
11449-010
+85°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
–40
11449-007
GAIN (dB)
–15
ADRF6518
60
15
50
10
40
DIGITAL GAIN = 0000001
5
30
DIGITAL GAIN = 111110
0
OP1dB (dBV)
GAIN (dB)
20
10
0
–10
–5
–10
–15
–20
–20
–30
5
15
25
35
45
55
65
–30
–10
11449-011
–50
75
FREQUENCY (MHz)
0
10
20
–30
0
DIGITAL GAIN = 0000001
–10
–35
DIGITAL GAIN = 0000000
DIGITAL GAIN = 0000010
DIGITAL GAIN = 0000100
–20
GAIN (dB)
GAIN (dB)
50
+85°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
+25°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
–40°C, VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
BANDWIDTH = 63 MHz
–15
40
图14. OP1dB与增益的关系(基频为16 MHz)
图11. 在不同VGN1/VGN2/VGN3条件下，增益与频率的关系
–5
30
GAIN (dB)
11449-014
–25
–40
DIGITAL GAIN = 0000110
–25
DIGITAL GAIN = 0001110
–30
DIGITAL GAIN = 0011110
DIGITAL GAIN = 0010110
DIGITAL GAIN = 0111110
–35
–40
–45
DIGITAL GAIN = 1111110
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
60
FREQUENCY (MHz)
–50
11449-012
–45
3
13
23
33
43
53
63
73
83
93
103
FREQUENCY (MHz)
图12. 数字增益与频率的关系，VGN1/VGN2/VGN3 = 0 V
11449-015
–40
图15. 不同电源电压和温度下的频率响应；
VGN1/VGN2/VGN3 = 0 V，滤波器截止频率 = 15 MHz、30 MHz和60 MHz
40
0.3
35
30
25
GAIN (dB)
0.1
0
–0.1
20
15
10
5
0
–0.2
0
10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 150
FREQUENCY (MHz)
图16. 不同带宽设置下增益与频率的关系(线性)；
VGN1/VGN2/VGN3 = 0 V
图13. 通道间增益失配与VGN1/VGN2/VGN3电压的关系
Rev. 0 | Page 9 of 40
11449-016
1/1/1
VGN1/VGN2/VGN3 (V)
–10
11449-013
1/1/0.8
1/1/0.6
1/1/0.4
1/1/0
1/1/0.2
1/0.8/0
1/0.6/0
1/0.4/0
1/0/0
1/0.2/0
0.8/0/0
0.6/0/0
0.4/0/0
–0.3
0/0/0
–5
0.2/0/0
GAIN MISMATCH (dB)
0.2
ADRF6518
31
10
8
6
GROUP DELAY (ns)
GAIN (dB)
30
29
28
4
2
0
–2
BANDWIDTH = 15MHz
BANDWIDTH = 7MHz
–4
–6
11
21
31
41
51
11449-017
1
–10
61
FREQUENCY (MHz)
5
35
4
30
3
GROUP DELAY MISMATCH (ns)
40
20
15
10
5
0
–5
8
10 12
14 16
18
FREQUENCY (MHz)
20
22
24
2
1
0
–1
BANDWIDTH = 30MHz
BANDWIDTH = 60MHz
–2
–3
10
100
–5
11449-117
1
0.50
BANDWIDTH = 7MHz
0.40
80
0.30
70
0.20
MISMATCH (dB)
90
60
50
BANDWIDTH = 15MHz
40
15
25
35
45
FREQUENCY (MHz)
55
65
图21. IQ群延迟失配与频率的关系(带宽为30 MHz和60 MHz)
图18. 不同带宽设置下增益与频率的关系(对数)；
VGN1 = 1 V，VGN2 = 0.7 V，VGN3 = 0.75 V
100
5
11449-120
–4
FREQUENCY (MHz)
0
0.2
0.4
FREQUENCY (MHz)
0.6
0.8
1.0
1.2
50
60
0.10
0.00
BANDWIDTH = 63MHz
BANDWIDTH = 1MHz
–0.10
–0.20
30
BANDWIDTH = 30MHz
20
–0.30
BANDWIDTH = 60MHz
10
2
20
FREQUENCY (MHz)
–0.40
–0.50
11449-118
GROUP DELAY (ns)
6
0
10
20
30
40
FREQUENCY (MHz)
图19. 群延迟与频率的关系；VGN1/VGN2/VGN3 = 0 V
11449-121
GAIN (dB)
25
0
4
图20. IQ群延迟失配与频率的关系(带宽为7 MHz和15 MHz)
图17. 不同带宽设置下增益与频率的关系(线性)；
经过缩放以显示峰化
–10
2
11449-119
–8
27
图22. IQ幅度失配与频率的关系；VGN1/VGN2/VGN3 = 0 V
Rev. 0 | Page 10 of 40
ADRF6518
–95
15dB
12dB
9dB
–96
OUTPUT NOISE DENSITY (dBV/Hz)
45
35
30
25
20
15
–98
–99
–100
–101
–102
–103
–104
–105
–106
63MHz
32MHz
16MHz
8MHz
4MHz
2MHz
–107
–108
–109
0
100
200
300
400
500
600
700
800
900
1000
VGN1 (mV)
图23. 不同VGA1数字增益下噪声系数与VGN1的关系；
噪声密度在滤波器截止频率的一半处测量
55
200
300
400
500
600
700
800
900
1000
–100
–105
40
35
30
25
20
15
GAIN = 60dB
–110
–115
–120
–125
GAIN = 40dB
–130
–135
–140
GAIN = 20dB
100
200
300
400
500
600
700
800
900
1000
VGN1 (mV)
图24. 不同滤波器截止频率下噪声系数与VGN1的关系；
数字增益 = 0000001，噪声密度在滤波器截止频率的一半处测量
–100
2.5
5.0
7.5
10.0
12.5
15.0
17.5
20.0
22.5
25.0
FREQUENCY (MHz)
图27. 输出噪声密度与频率的关系；滤波器转折频率 = 7 MHz，
数字增益 = 0000001，噪声密度在滤波器截止频率的一半处测量
–105
OUTPUT NOISE DENSITY (dBV/Hz)
–102
0
–100
15dB
12dB
9dB
–101
–150
11449-023
0
11449-026
–145
10
–103
–104
–105
–106
–107
–108
GAIN = 60dB
–110
–115
–120
GAIN = 40dB
–125
–130
–135
GAIN = 20dB
–140
–109
–110
0
100
200
300
400
500
600
700
800
900
1000
VGN1 (mV)
图25. 不同VGA1数字增益下输出噪声密度与VGN1的关系；
噪声密度在滤波器截止频率的一半处测量
–145
11449-024
OUTPUT NOISE DENSITY (dBV/Hz)
100
VGN1 (mV)
OUTPUT NOISE DENSITY (dBV/Hz)
NOISE FIGURE (dB)
45
0
图26. 不同带宽设置下输出噪声密度与VGN1的关系；
数字增益 = 0000001，噪声密度在滤波器截止频率的一半处测量
63MHz
32MHz
16MHz
8MHz
4MHz
2MHz
50
–110
11449-022
0
0
20
40
60
80
100
120
FREQUENCY (MHz)
140
160
180
200
11449-027
NOISE FIGURE (dB)
40
–97
11449-025
50
图28. 输出噪声密度与频率的关系；滤波器截止频率 = 60 MHz，
数字增益 = 0000001
Rev. 0 | Page 11 of 40
ADRF6518
90
100
80
90
80
50
40
+25°C, VPS = 3.30V
+25°C, VPS = 3.15V
+25°C, VPS = 3.45V
+85°C, VPS = 3.30V
+85°C, VPS = 3.15V
+85°C, VPS = 3.45V
–40°C, VPS = 3.30V
–40°C, VPS = 3.15V
–40°C, VPS = 3.45V
30
20
10
–6
0
6
12
18
24
30
36
42
48
54
30
60
0
–6
6
12
18
24
30
36
42
48
54
60
66
图32. 在不同电源电压和温度条件下，HD3与增益的关系；
16 MHz基频信号音，数字增益 = 0000001
90
90
80
80
70
60
50
+25°C, VPS = 3.30V
+25°C, VPS = 3.15V
+25°C, VPS = 3.45V
+85°C, VPS = 3.30V
+85°C, VPS = 3.15V
+85°C, VPS = 3.45V
–40°C, VPS = 3.30V
–40°C, VPS = 3.15V
–40°C, VPS = 3.45V
30
20
10
–6
0
6
12
18
24
30
36
42
48
54
50
40
30
20
VOCM = 0.90V
VOCM = 1.25V
VOCM = 1.65V
VOCM = 1.95V
10
60
GAIN (dB)
0
–6
11449-129
40
60
0
6
12
18
24
30
36
42
48
54
60
66
GAIN (dB)
11449-031
HD2 AT 32MHz (dBc)
70
图33. 不同VOCM下HD2与增益的关系；16 MHz基频信号音，
数字增益 = 0000001
图30. 在不同电源电压和温度条件下，HD3与增益的关系；
16 MHz基频信号音，数字增益 = 0000000
90
100
80
90
80
HD3 AT 48MHz (dBc)
70
60
50
40
+25°C, VPS = 3.30V
+25°C, VPS = 3.15V
+25°C, VPS = 3.45V
+85°C, VPS = 3.30V
+85°C, VPS = 3.15V
+85°C, VPS = 3.45V
–40°C, VPS = 3.30V
–40°C, VPS = 3.15V
–40°C, VPS = 3.45V
20
10
0
6
12
18
24
30
36
42
48
54
60
70
60
50
40
30
VOCM = 0.90V
VOCM = 1.25V
VOCM = 1.65V
VOCM = 1.95V
20
10
66
GAIN (dB)
图31. 在不同电源电压和温度条件下，HD2与增益的关系；
16 MHz基频信号音，数字增益 = 0000001
0
–6
11449-030
30
0
–6
0
GAIN (dB)
100
0
–12
+25°C, VPS = 3.30V
+25°C, VPS = 3.15V
+25°C, VPS = 3.45V
+85°C, VPS = 3.30V
+85°C, VPS = 3.15V
+85°C, VPS = 3.45V
–40°C, VPS = 3.30V
–40°C, VPS = 3.15V
–40°C, VPS = 3.45V
40
10
图29. 在不同电源电压和温度条件下，HD2与增益的关系；
16 MHz基频信号音，数字增益 = 0000000
HD3 AT 48MHz (dBc)
50
20
GAIN (dB)
HD2 AT 32MHz (dBc)
60
0
6
12
18
24
30
36
42
48
54
60
66
GAIN (dB)
图34. 不同VOCM下HD3与增益的关系；16 MHz基频信号音，
数字增益 = 0000001
Rev. 0 | Page 12 of 40
11449-131
0
–12
70
11449-130
HD3 AT 48MHz (dBc)
60
11449-029
HD2 AT 32MHz (dBc)
70
ADRF6518
90
50
80
45
40
70
35
OIP3 (dBV)
60
50
40
30
30
25
20
15
0
0.02
10
VGA1 = 9dB, VGN1 = 0V
VGA1 = 9dB, VGN1 = 1V
VGA1 = 15dB, VGN1 = 0V
VGA1 = 15dB, VGN1 = 1V
10
0.04
0.06
0.09
0.14
0.23
0.36
0.57
0.90
+25°C
+85°C
–40°C
5
1.14
VGA1 OUTPUT SIGNAL LEVEL (V p-p)
0
–6
0
6
12
18
24
30
36
42
48
54
60
66
GAIN (dB)
图35. HD2与VGA1输出信号电平的关系(推断)；
16 MHz基频信号音，VGN2/VGN3 = 0 V
11449-135
20
11449-032
HD2 AT 32MHz (dBc)
DIGITAL GAIN = 0000001
图38. 不同温度下带内OIP3与增益的关系；
30 MHz和31 MHz信号音，数字增益 = 0000001
100
120
90
100
70
80
IMD3 (dBc)
60
50
40
60
40
20
VGA1 = 9dB, VGN1 = 0V
VGA1 = 9dB, VGN1 = 1V
VGA1 = 15dB, VGN1 = 0V
VGA1 = 15dB, VGN1 = 1V
10
0
0.02
0.04
0.06
0.09
0.14
0.23
0.36
0.57
0.90
GAIN = 40
GAIN = 30
GAIN = 20
GAIN = 10
GAIN = 0
20
1.14
VGA1 OUTPUT SIGNAL LEVEL (V p-p)
0
0.5
0.6
0.9
1.3
1.8
2.5
3.6
11449-036
30
11449-132
HD3 AT 48MHz (dBc)
80
4.5
COMPOSITE OUTPUT VOLTAGE (V p-p)
图36. HD3与VGA1输出信号电平的关系(推断)；
16 MHz基频信号音，VGN2/VGN3 = 0 V
图39. 不同增益下带内IMD3与复合输出电压的关系；
30 MHz和31 MHz信号音，数字增益 = 1111110
50
110
100
DIGITAL GAIN = 0000001
40
90
80
30
10
60
50
GAIN = 66
GAIN = 60
GAIN = 50
GAIN = 40
GAIN = 30
GAIN = 30
GAIN = 20
GAIN = 10
GAIN = 0
GAIN = –5
40
0
30
20
–10
10
–20
–20
–10
0
10
20
30
40
50
GAIN (dB)
60
0
0
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
3.0
3.5
4.0
4.5
5.0
COMPOSITE OUTPUT VOLTAGE (V p-p)
图40. 不同增益下带内IMD3与复合输出电压的关系；
30 MHz和31 MHz信号音，数字增益 = 0000001
图37. 不同数字增益下带内OIP3与增益的关系；
1.5 V p-p复合输出目标，30 MHz和31 MHz信号音
Rev. 0 | Page 13 of 40
11449-037
IMD3 (dBc)
DIGITAL GAIN = 111110
11449-035
OIP3 (dBV)
70
20
0.45
0.40
ISUPPLY (mA)
5
15
25
35
45
55
65
GAIN = 1111110,
GAIN = 1111110,
GAIN = 0000001,
GAIN = 0000001,
LOW POWER
HIGH POWER
LOW POWER
HIGH POWER
0.20
0
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
60
65
FILTER BANDWIDTH (MHz)
图44. 不同数字增益和电源模式下电源电流与滤波器带宽的关系
0.45
VGA1 = 15dB
VGA1 = 12dB
VGA1 = 9dB
–15
DIGITAL
DIGITAL
DIGITAL
DIGITAL
0.25
图41. 不同数字增益下带外IIP2、IMD2与PIN的关系；
115 MHz和145 MHz信号音
0
0.30
OUT-OF-BAND IP2
INPUT LEVEL AT 115MHz AND 145MHz (dBV)
15
0.35
11449-140
60
VGA1 = 15dB
50
40
VGA1 = 12dB
30
VGA1 = 9dB
20
10
0
–10
–20
–30
–40
2:1 SLOPE
–50
–60
–70
–80
–90
–100
–110
–120
–130
–140
–150
–160
–170
–65 –55 –45 –35 –25 –15 –5
11449-141
IMD2 AT 30MHz (dBV)
ADRF6518
0.40
–45
ISUPPLY (mA)
–60
3:1 SLOPE
–75
–90
0.35
0.30
–105
OUT-OF-BAND IIP3
–120
0.25
–135
+25°C, DIGITAL GAIN = 1111110, LOW POWER
+85°C, DIGITAL GAIN = 1111110, LOW POWER
–40°C, DIGITAL GAIN = 1111110, LOW POWER
–150
0
5
10
15
INPUT LEVEL AT 115MHz AND 145MHz (dBV)
0.20
11449-142
–165
–55 –50 –45 –40 –35 –30 –25 –20 –15 –10 –5
图42. 不同数字增益下带外IIP3、IMD3与PIN的关系；
115 MHz和145 MHz信号音
0
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
60
65
FILTER BANDWIDTH (MHz)
11449-041
IMD3 AT 30MHz (dBV)
–30
图45. 不同温度、数字增益和电源模式下电源电流与滤波器带宽的关系
80
0.45
75
0.40
GAIN = 20dB
70
CMRR (dB)
0.30
GAIN = 1111110,
GAIN = 1111110,
GAIN = 0000001,
GAIN = 0000001,
5
10
15
20
25
30
35
40
45
FILTER BANDWIDTH (MHz)
60
55
50
LOW POWER
HIGH POWER
LOW POWER
HIGH POWER
45
0.20
0
65
50
55
60
65
图43. 不同数字增益和电源模式下电源电流与滤波器带宽的关系
Rev. 0 | Page 14 of 40
40
0
10
20
30
40
FREQUENCY (MHz)
图46. 共模抑制比与频率的关系
50
60
11449-046
DIGITAL
DIGITAL
DIGITAL
DIGITAL
0.25
11449-040
ISUPPLY (mA)
GAIN = 60dB
0.35
ADRF6518
10
0.1
图47. 峰值检波器时域响应
–19
–14
–9
–4
VIN (dBV)
1
6
11
图50. 不同温度下峰值检波器输出与VIN的关系；
VGN1 = 0.5 V，VGN2 = VGN3 = 0 V
PEAK DETECTOR OUTPUT (V peak)
0.6
20dB GAIN STEP
VGN1 = 200mV to 860mV
(200mV/DIV)
500ns/DIV
OPEN
1MΩ
100kΩ
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
11449-048
25mV p-p TO 250mV p-p
(50mV/DIV)
16
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
20
TIME (ms)
图48. VGA1增益阶跃响应；VGN2/VGN3 = 0.5 V，−24 dBV RMS输入
信号电平，C27 = 100 pF
图51. 不同RAVG下的峰值检波器保持时间
VPK
(200mV/DIV)
20dB GAIN STEP
VGN2/VGN3 = 200mV to 530mV
(100mV/DIV)
10ns/DIV
图49. VGA2/VGA3增益阶跃响应；VGN1 = 0.5 V，−4 dBV RMS输入
信号电平，C17和C32 = 100 pF
Rev. 0 | Page 15 of 40
图52. 峰值检波器复位时域响应
11449-055
500ns/DIV
11449-148
SDO/RST
(1V/DIV)
75mV p-p TO 750mV p-p
(50mV/DIV)
11449-044
+25°C
+85°C
–40°C
11449-050
20ns/DIV
1
0.01
–24
11449-047
BASEBAND OUTPUT
(500mV/DIV)
PEAK DETECTOR OUTPUT (V peak)
VPK
(200mV/DIV)
ADRF6518
旁路模式
除非另有说明，VPS = 3.3 V，TA = 25°C，ZLOAD = 400 Ω，电源模式位(B9) = 1(高功耗模式)，数字增益代码位(B8至B2)= 1111110，
直流失调禁用位(B1) = 0(使能)。
GAIN (dB)
30
DIGITAL GAIN = 0000001
20
10
DIGITAL GAIN = 1111110
–10
1M
10M
100M
1G
FREQUENCY (Hz)
40
35
30
25
20
15
11449-202
0
15dB
12dB
9dB
0
100
200
300
400
500
600
700
800
图53. 不同电源电压和温度下的频率响应
1000
图56. 不同数字增益下噪声系数与VGN1的关系
30
–110
15dB
12dB
9dB
–111
OUTPUT NOISE DENSITY (dBV/Hz)
25
GROUP DELAY (ns)
900
VGN1 (mV)
11449-158
40
45
VPS = 3.15V, 3.3V, 3.45V
+85°C
+25°C
–40°C
NOISE FIGURE (dB) RE TO 50Ω LOAD
50
20
15
10
5
–112
–113
–114
–115
–116
–117
–118
10M
100M
FREQUENCY (Hz)
1G
–120
11449-154
0
1M
200
300
400
500
600
700
800
900
1000
图57. 不同数字增益下输出噪声密度与VGN1的关系
–100
70
–110
60
–120
HD2 AT 160MHz (dBc)
VGN1, VGN2, VGN3:
1V ,1V ,1V
–130
VGN1, VGN2, VGN3:
1V ,1V ,0V
–140
–150
VGN1, VGN2, VGN3:
0V ,0V ,0V AND 1V ,0V ,0V
–160
50
40
30
+85°C
+25°C
–40°C
20
50
100
150
200
250
300
350
FREQUENCY (MHz)
400
0
0
6
12
18
24
30
36
42
48
54
60
GAIN (dB)
图58. 不同温度下HD2与增益的关系；基频为80 MHz，
数字增益 = 0000001
图55. 不同模拟增益下输出噪声密度与频率的关系；
数字增益 = 0000001
Rev. 0 | Page 16 of 40
11449-051
10
–170
11449-156
OUTPUT NOISE DENSITY (dBV/Hz)
100
VGN1 (mV)
图54. 群延迟与频率的关系
–180
0
11449-159
–119
ADRF6518
90
80
70
80
DIGITAL GAIN = 0000001
VGN1, VGN2, VGN3 = 1V
DIGITAL GAIN = 1111110
VGN1, VGN2, VGN3 = 0V
DIGITAL GAIN = 0000001
VGN1, VGN2, VGN3 = 0V
DIGITAL GAIN = 1111110
60
70
50
40
60
GAIN (dB)
50
40
+85°C
+25°C
–40°C
30
30
20
10
0
–10
–20
20
–30
10
0
6
12
18
24
30
36
42
48
54
60
GAIN (dB)
–50
1M
11449-052
0
10M
图59. 不同温度下HD3与增益的关系；基频为80 MHz，
数字增益 = 0000001
10
PEAK DETECTOR OUTPUT (V peak)
100
IMD3 (dBc)
80
60
40
0
0.5
0.6
0.9
1.3
1.8
2.5
3.6
11449-061
GAIN = 40
GAIN = 30
GAIN = 20
GAIN = 10
GAIN = 0
20
4.5
COMPOSITE OUTPUT VOLTAGE (V p-p)
50
40
30
20
10
24
30
36
42
48
54
60
GAIN (dB)
66
11449-056
+25°C
+85°C
–40°C
18
1
0.1
0.01
–24
+25°C
+85°C
–40°C
–19
–14
–9
–4
1
6
11
VIN (dBV)
图63. 不同温度下峰值检波器输出与VIN 的关系；
VGN1 = 0.5 V，VGN2/VGN3 = 0 V，125 MHz
图60. 不同VOCM下IMD3与复合输出电压的关系；
VGN1/VGN2/VGN3 = 1 V，125 MHz和126 MHz信号音
OIP3 BYPASS (dBV)
1G
图62. 增益与频率的关系
120
0
12
100M
FREQUENCY (Hz)
11449-203
–40
图61. 不同温度下带内OIP3旁路与增益的关系；
数字增益 = 0000001，125 MHz和126 MHz信号音
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16
11449-065
HD3 AT 240MHz (dBc)
VGN1, VGN2, VGN3 = 1V
ADRF6518
混合电源和滤波器模式
除非另有说明，VPS = 3.3 V，TA = 25°C，ZLOAD = 400 Ω，数字增益代码位(B8至B2)= 1111110，直流失调禁用位(B1) = 0(使能)。
100
80
90
70
GAIN = 60dB
80
GAIN = 40dB
70
ISOLATION (dB)
CMRR (dB)
60
BANDWIDTH = 63MHz
50
GAIN = 20dB
40
30
GAIN = 20dB
60
50
40
GAIN = 60dB
30
20
20
10
0
100
200
300
400
500
600
700
800
900
FREQUENCY (MHz)
1000
图64. 共模抑制比(CMRR)与频率的关系
GAIN = 20dB
90
ISOLATION (dB)
80
GAIN = 60dB
70
60
50
0
10
20
30
40
FREQUENCY (MHz)
50
60
11449-171
40
30
200
300
400
500
600
700
FREQUENCY (MHz)
800
900
1000
图66. 通道隔离(OPM1_SE至OPM2_SE)与频率的关系，旁路模式
100
BANDWIDTH = 63MHz
0
100
11449-172
10
11449-057
0
图65. 通道隔离(OPM1_SE至OPM2_SE)与频率的关系，滤波器模式
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ADRF6518
特性测量
1.2
VGN1
VGN2
VGN3
VGN1
VGN2
VGN3
VGN1/VGN2/VGN3 (V)
1.0
0.8
噪声系数计算
SOLID LINES, DIGITAL GAIN CODE = 0000001
DASHED LINES, DIGITAL GAIN CODE = 0000000
所有噪声系数曲线(参见图23、图24和图56)都是将输入折
合为输出噪声密度，然后除以50 Ω电阻的理论噪声密度而完
成的。评估板上的输入SMA用50 Ω接地电阻端接，通过8:1巴
伦为ADRF6518输入端提供400 Ω差分阻抗。在信号链计算中，
方便的做法是以50 Ω为基准来计算噪声系数，尽管ADRF6518
输入的端接阻抗为400 Ω。
0.6
0.4
噪声因子通过下式计算：
0.2
N OUT
Noise Factor =
0
6
12
18
24
30
36
42
48
54
GAIN (dB)
60
66
11449-066
0
–12 –6
图67. 增益分布图：HD2/HD3与增益的关系
GAIN
N 50Ω
其中，噪声密度单位为nV/√Hz，GAIN为线性项。噪声系
数即为：
图67显示了ADRF6518模拟增益分布图——HD2与增益的关
系和HD3与增益的关系，测量条件为扫描增益和输入电平，
输出电平则保持在1.5 V p-p。
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噪声系数 = 10 log10(噪声因子 )
ADRF6518
寄存器映射和代码
滤波器频率、放大器增益、滤波器旁路模式和失调校正环
路可通过SPI接口编程。表5给出了ADRF6518内部15位寄存
器的位映射。
表4. 滤波器模式和电源模式选项
B9
0
1
滤波器旁路
VGA低功耗；滤波器
关闭
VGA高功耗；滤波器
关闭
滤波器
VGA低功耗；滤波器低功耗
VGA低功耗；滤波器高功耗
表5. 寄存器存储区分配
MSB
B15
B14
B13
B12
B11
B10
滤波器频率代码和滤波器旁路模式
代码 = 以MHz为单位的1 dB截止频率
例如，31 MHz = 011111(MSB优先)
滤波片旁路模式使用000000
B9
B8
电源模式
0: 低功耗
1: 高功耗
滤波器模式下，滤波器带宽 >
31 MHz时使用1
滤波器旁路模式下，通道带宽 >
60 MHz时使用1
B7
VGA1增益
00: 15 dB
01: 12 dB
10: 9 dB
11: 9 dB
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B6
B5
B4
B3
B2
LSB
B1
数字增益代码
直流失调禁用
VGA2增益
VGA3增益 后置放大器 0: 使能
00: 21 dB
00: 21 dB
0: 3 dB
1: 禁用
01: 18 dB
01: 18 dB
1: 9 dB
10: 15 dB
10: 15 dB
11: 12 dB
11: 12 dB
ADRF6518
工作原理
1MHz TO 63MHz
24dB PROGRAMMABLE 24dB
VGA
FILTERS
VGA
24dB
VGA
3dB/9dB
ADC
DRIVER
3dB/9dB
12dB/15dB/
18dB/21dB
INPUT
COMMON-MODE
CONTROL
12dB/15dB/
18dB/21dB
ANALOG
GAIN CONTROL
30mV/dB
BASEBAND
OUTPUTS
9dB/12dB/15dB
BASEBAND
INPUTS
OUTPUT
COMMON-MODE
CONTROL
GAIN AND FILTER
PROGRAMMING
SPI BUS
11449-067
SPI
INTERFACE
图68. ADRF6518单通道信号路径框图
ADRF6518包括一对匹配的输入VGA、数个可编程滤波器、
级联的两个可变增益放大器和数个输出ADC驱动器。针对
超出最大滤波器带宽的操作，可通过SPI接口旁路并关断滤
波器。图68所示为单通道框图。
滤波器带宽以及前置滤波和后置滤波固定增益均可通过SPI
接口编程，这就为在有噪声和接近目标频段的较大干扰信
号的情况下处理各种电平的信号提供了极大的灵活性。整
个差分信号链可与输入端和输出端的灵活接口进行直流耦
合。两个通道的带宽和增益设置控制是共用的，确保其幅
度和相位响应严格匹配。通过ENBL引脚可以完全禁用
ADRF6518。
滤波和放大在任何信号处理系统中都是基本操作。滤波器
的作用是在抑制带外噪声和干扰信号的同时选择所需的信
号。放大器的作用是提高有用信号的电平，以克服系统产
生的噪声。同时用滤波器和放大器，能够把有用低电平信
号和噪声/带外干扰信号区分开。这一模拟信号处理能够降
低对模拟信号、混合信号和随后产生的数字器件的要求。
输入VGA
输入VGA有一个方便连接敏感滤波器的接口，特性包括低
噪声系数和高线性度。模拟增益控制和数字增益设置的组
合可调理各类输入信号电平，以最高1.5 V p-p的幅度驱动滤
波器。VGA设置的差分输入阻抗为400 Ω。
通过引脚7选择，基带输入信号可以交流耦合或直流耦
合。当该信号直流耦合时，在引脚8 VPI上提供可选的5 V电
源，便可支持宽输入共模电压。默认共模电压为VPI/2，
可通过双功能引脚7 VICM/AC提供，用以设置驱动电路的
输出共模电压。但是，这是可选项，输入共模电压可在支
持的范围内独立设置。在VPI上提供3.3 V电源时，输入共模
范围为1.35 V至1.95 V，同时可维持5 V p-p输入电平，HD2
和HD3大于60 dBc。在VPI上提供5 V电源时，输入共模范围
扩展到1.35 V到3.1 V。为支持大于3.3 V主电源中值(即VPS/2)的
输入共模电压，需从VPI电源消耗更多电流。
VICM/AC电压不缓冲，必须在高阻抗点检测，防止其因为
负载而降低。当基带输入信号交流耦合时，应拉低VICM/
AC引脚以激活输入级的内部偏置。
输入VGA具有24 dB的模拟增益控制，接下来还有9 dB、12 dB
或15 dB的数字增益设置，这些设置可通过SPI选择(参见“寄
存器映射和代码”部分)。VGA基于ADI公司的专利X-AMP®
架构，由24 dB分接衰减器和可编程增益放大器组成。X-AMP
架构可产生低纹波的连续线性dB单调增益响应。VGA部分的
模拟增益通过高阻抗VGN1引脚控制(精确斜率为30 mV/dB)。
VGA模拟增益通过AGC机制调整，使得第一个VGA的输出
不超过1.5 V p-p。然而，如果输入信号足够小，则第一VGA
可以设置为全增益以实现最佳噪声系数(NF)性能，增益控
制在第二或第三VGA设置。
驱动ADRF6518单端
ADRF6518的输入结构针对差分驱动而设计。然而，它也
支持单端驱动，尤其是对于低带宽信号，不过性能有所下
降。有关单端驱动的指南，参见“应用信息”部分。
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ADRF6518
0
–20
RELATIVE MAGNITUDE (Hz)
–40
–60
–80
–100
–120
–140
–180
1M
峰值检波器可用在AGC环路中设置滤波器输入端的适当信
号电平。对于这种方案，考虑到它是峰值保持输出，应当
对VPK进行适当滤波。将25 ns或更长时间的高电平脉冲施加
于SDO/RST双功能引脚时，内部保持电容会放电，从而将
VPK电压复位到0 V。
100M
1G
FREQUENCY (Hz)
图69. 0.5 dB带宽的6阶巴特沃兹幅度响应
(可在2 MHz至29 MHz范围内进行编程，步进为1 MHz)
500
400
GROUP DELAY (ns)
可编程滤波器
集成的可编程滤波器是ADRF6518的关键信号处理器件。
滤波器与一个6极点巴特沃兹原型响应相连，能够处理带
外抑制、波纹和群延迟之间的差异。0.5 dB带宽可通过串行
编程接口(SPI)在1 MHz至63 MHz范围内进行编程，步进为
1 MHz(参阅“对ADRF6518进行编程”部分的说明)。
10M
11449-068
–160
这种滤波器的设计保证了在任何带宽条件下，巴特沃兹原
型滤波整形和群延迟响应与频率的关系不会发生变化。理
想的6极点巴特沃兹响应参见图69和图70。群延迟(τg)的定
义如下：
BW = 2MHz
BW = 28MHz
300
200
14×
100
0
–100
100k
1M
10M
FREQUENCY (Hz)
100M
11449-069
峰值检波器
为了测量VGA1输出端和可编程滤波器输入端的关键接口
的信号电平，器件采用一个峰值检波器。它在VGA1输出
端同时测量两个通道，并在VPK引脚报告二者中的较大值。
片内保持电容和内部节点可忽略不计的漏电流确保下降时
间达毫秒级，下降时间还与峰值电压相关。峰值电压越大，
则下降时间越长。在RAVG和VPS引脚之间放置一个电阻，
可缩短下降时间。RAVG的典型值在1 MΩ到1 kΩ范围。RAVG
电阻值降低后，峰值电压VPK表现为包络输出。峰值检波
器的启动带宽为100 MHz。
图70. 0.5 dB带宽的6阶巴特沃兹群延迟响应
(可在2 MHz至28 MHz范围内进行编程)
τg = −∂φ/∂ω
其中：
φ是相位，单位为弧度。
ω = 2πf是频率，单位为弧度/秒。
注意：对于一个频率可变滤波器原型来说，群延迟的绝对
幅度与带宽成反比；但波形保持不变。例如：带宽为28 MHz
时的峰值群延迟比带宽为2 MHz时的群延迟小14倍。
滤波器的截止频率由RC积决定(在典型工艺中，变化范围
为±30%)。因此，所有器件的截止频率已经工厂校准，在
−40°C至+85°C工作温度范围内，截止频率的变化率为±8%。
尽管绝对精度需要校准，但通过细致的设计和布局，仍可
保证RC积在两条通道间的匹配度优于1%。校准和出色的
匹配度能够保证两个通道的幅度和群延迟响应匹配，这一
点对于数字IQ通信系统来说非常重要。
旁路滤波器
对于带宽较高的应用，ADRF6518的滤波器可通过SPI旁路。
在滤波器旁路模式下，滤波器禁用，功耗显著降低。级联
VGA的带宽远大于滤波器最大63 MHz的带宽，在滤波器旁
路模式下得以完全实现。
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ADRF6518
级联VGA2和VGA3也是基于X-AMP架构，各具有24 dB增益
范围和独立的高阻抗增益控制输入(VGN2和VGN3)。第二
和第三VGA的VGA架构与第一VGA相同，但噪声系数略高，
驱动能力略低。其输出额定值为1 V p-p，HD2和HD3大于
60 dBc。根据输入信号范围，第二和/或第三VGA可用于AGC
目的。做出这种选择时需要考虑的临界电平是VGA输出端
的信号电平，为了保持低失真，它不得超过1 V p-p。
两个可变增益部分之后的固定增益也可以设置为12 dB、
15 dB、18 dB或21 dB，以使动态范围最大化。
输出缓冲器/ADC驱动器
COFS
OFDS
OFSx
BASEBAND
OUTPUTS
FROM
FILTERS
50dB
VGA
OUTPUT ADC
DRIVER
GAIN
11449-070
可变增益放大器(VGA)
图71. 围绕VGA和输出缓冲器的失调补偿环路
失调控制环路产生高通转折频率(fHP)，当滤波器使能时，
它叠加在正常的巴特沃斯滤波器响应之上。通常，fHP与较
低可编程滤波器带宽相比低许多个数量级；因此，两者之
间互不干扰。在引脚OFS1、OFS2与地之间各连接一个电
容COFS，即可设置fHP。由于校正环路围绕VGA部分工作，
因此，fHP还取决于级联VGA的总增益。fHP的计算公式如下：
ADRF6518的低阻抗(60 dBc IMD3)。输出
共模电压的默认值为VPS/2；向VOCM引脚施加有效共模
电压后，在驱动能力不降低的前提下，输出共模电压可调
整至900 mV至VPS − 1.2 V。VOCM的输入阻抗较高，因此，
该引脚可直接与ADC基准输出相连。即便输出共模电压可
调且失调补偿环路可以消除累计直流失调(参见“直流失调
补偿环路”部分)，仍然可能希望根据负载阻抗和所需的带
宽来选择耦合电容，从而交流耦合输出。
注意：fHP与增益呈正比例变化。因此，应选择最高工作增
益条件下的COFS，以确保fHP始终低于系统所需最大限值。
直流失调补偿环路
对ADRF6518进行编程
在许多信号处理应用中，直流电平不包含任何信息。事实
上，直流电压信号和其它低频干扰信号在预期输出信号中
占很大比例，会占据数据转换器的模拟路径和位的动态范
围。这些直流电压信号可在预期输入信号内出现，或在信
号路径内经固有直流失调或其它非预期的、与信号无关的
处理(例如：自动混合或整流)而生成。
利用SPI端口，可同时对两个滤波器的0.5 dB截止频率、所有
VGA的数字增益和输出缓冲器进行编程。此外，直流失调
补偿环路的使能和电源模式选择也是通过SPI端口控制。一
个16位寄存器存储15个数据位，其中6位代码用于设置1 MHz
至63 MHz的截止频率和滤波器旁路，还有用于设置VGA增
益和后置放大器增益的代码(参见表5)。SPI协议不仅允许
将这些选择写入DATA引脚，还允许从SDO/RST引脚回读
所存储的代码。
ADRF6518为完全直流耦合，因此，可能需要通过消除这
些失调来实现最大信噪比(SNR)。外部失调可利用输入引
脚处的交流耦合电容消除，但在某些应用中，阻抗可能相
当低且高通转折频率需要低于10 Hz，因此，所需电容值较
大。为了解决直流失调问题，ADRF6518提供一个失调校
正环路，它能够将输出差分直流电平置为0(见图71)。当不
需要校正环路时，用户可借助SPI端口将其禁用。
fHP (Hz) = 6.7 × 后置滤波器线性增益/COFS (µF)
其中，“后置滤波器线性增益”用线性项表示，而不是分贝
(dB)，是滤波器之后的增益，不包括VGA1增益。
在读/写周期开始前，锁存使能(LE)引脚必须置位逻辑0状
态。在时钟(CLK)信号的下一个上升沿，当DATA引脚为逻
辑1时，启动一个写周期；当引脚为逻辑0时，启动一个读
周期。在一个写周期内，接下来的15个CLK上升沿锁存目
标15位代码(LSB优先)。这样就得到一个16位代码，包括第
一个逻辑1用于启动写周期。当LE变为高电平时，写周期
结束，需要编程的各模块获得不同的代码。在一个读周期
内，接下来的15个CLK下降沿输出存储的15位代码(LSB优
先)。当LE变为高电平时，读周期结束。详细的时序图见
图2和图3。
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ADRF6518
噪声特性
ADRF6518的输出噪声行为取决于增益和带宽设置。在滤
波器旁路模式和高滤波器转折频率设置下，噪声以VGA1
噪声为主。在低截止频率设置下，噪声则以滤波器噪声
为主。
滤波器对噪声谱密度曲线会产生影响，频率越低，曲线越
平坦；越接近截止频率，曲线越陡；当滤波器极点滚降增
益和噪声时，噪声出现滚降。滤波器产生的噪声谱密度的
幅度(单位为nV/√Hz)与带宽设置的平方根呈反比例变化，
因此，滤波器噪声(单位为nV)几乎不受带宽设置的影响。
然而，当VGA1 NF低于滤波器时，总NF往往以VGA1为主。
在较高频率时，滤波器噪声滚降之后，噪底由VGA设置。
VGA2和VGA3。用户有必要了解ADRF6518中出现的信号；
另外，这些信号必须与器件的输入和输出特性匹配。将
ADRF6518分 为 前 端 (包 括 VGA1和 滤 波 器 )和 后 端 (包 括
VGA2、VGA3和输出缓冲器)两个部分会有帮助。
在最大模拟衰减设置下，VGA1可以处理5 V p-p信号，输入
端不会发生明显的失真。多数应用中，应调整VGA1增
益，使得滤波器输入端(滤波器旁路模式下则是VGA2输入
端)出现的最大信号小于1.5 V p-p。在该电平，前端不限制失
真性能。峰值检波器输出VPK可用作该关键接口上的信号
电平的指示。选择第二和第三VGA增益，使其输出电平不
超过1 V p-p。如果预期输出信号电平会超过1.5 V p-p，建议
将后置放大器增益设置为9 dB。
ADRF6518使用的各X-AMP VGA部分都会为其相应的输出
贡献固定的噪声频谱密度，与模拟增益设置无关。然而，
数字增益改变时，VGA输出噪声也会改变，因为增益设置
电阻值发生改变。举例来说，对应15 dB增益设置的VGA1 NF
是17.3 dB，而对于9 dB增益，NF是19 dB。级联时，VGA在
ADRF6518输出端贡献的总噪声随着增益提高而逐渐提
高。不同VGA增益设置下高频时的噪底变化明显地反映了
这一点。确切的关系取决于放大器的固定增益设置。在滤
波器带宽设置范围内的较低频率时，VGA按一定的系数
(等于滤波器之后的增益)将滤波器噪声直接转换到输出。
对于这些信号电平考虑，建议处理比所需带内信号更大的
带外信号。在滤波器模式下，这种带外信号仅影响VGA1
操作，因为它由滤波器滤除，不会影响随后的级。这种情
况下，可能需要一个较高的VGA2和VGA3增益，以便将输
出端所需的较小信号提升至较高电平。在滤波器旁路模式
下，这种带外信号可能需要在ADRF6518之前滤除。
当VGA增益的值较低时，输出端噪声由最后一个VGA产
生，谱密度是平坦的。随着增益的加大，输出端会出现更
多的滤波器和第一个VGA噪声。带宽设置越低，滤波器固
有噪声密度越高，因此，相比于高带宽设置，它在低带宽
设置下更突出。任意一种情况下，噪声密度都会逐渐接近
VGA在最高频率下设定的限值。对于其他的VGA增益值和
带宽设置，噪声谱密度的具体形状随着滤波器和VGA的相
对贡献而变化。
以下两种IP3规格能够区分和量化输入部分的失真性能。
第一种称之为带内IP3，它指的是信号位于滤波器带宽范
围内的一个双音测试。这恰恰是通信工程师熟悉的用于测
量第三阶互调电平(IMD3)的品质因数。
滤波器带宽范围之外的噪声谱密度受VGA输出噪声的限
制，因此，在模数转换之前，可能需要使用一个外部固定
频率无源滤波器，以防止因信噪比降低导致噪声混叠。采
样速率相对于ADRF6518最大要求截止频率设置越高，该
外部滤波器的阶数和复杂度越低。
由器件导致的信号整体失真的程度取决于输入驱动电平，
包括带外信号和所需输出信号电平。为实现最佳失真性能
和所需的总增益，务必记住上面给出的选择不同VGA增益
时的最大信号电平。
引入新的带外(OOB) IIP3品质因数的目的是量化带外信号的
影响。这一测试还包括双音驱动，但两个音频信号位于带
外，以至于较低的IMD3输出信号位于滤波器通带的中
部。在输出端仅能看到IMD3输出信号；原因在于两个原
始的音频信号已被滤除。为计算输入端的OOB IIP3，将IMD3
电平作为输入电平，支持整个增益范围。用户利用OOB
IIP3能够预测任意信号电平的带外阻塞或干扰信号对带内
性能的影响。在特定阻塞电平条件下，所需输入信号电平
与输入基准IMD3的比值表示带外信号引起的信号失真限制。
失真特性
为了通过ADRF6518的级联VGA和滤波器保持低失真，应
考虑各级的失真限值。第一VGA的信号处理能力和带宽高
于VGA2和VGA3，因为它必须处理可能比带内信号更大的
带外信号。在滤波器模式下，这些带外信号经滤波后到达
Rev. 0 | Page 24 of 40
ADRF6518
动态范围最大化
在滤波器模式下使用，ADRF6518的作用是提高可变带内
信号的电平和减少带外信号。在理想的情况下，上述操作
既不会降低输入信号的SNR，也不会导致输入信号失真。
首要目标是输出信号摆幅最大化，输出信号摆幅可由ADC
的输入范围或下一模拟级的输入信号容量定义。对于通信
系统中经常出现的复杂波形，当选择峰峰输出时，必须考
虑到峰均比(波峰因数)。根据所选输出信号和ADRF6518的
最大增益，可得出最低输入电平。
随着输入信号电平的不断提高，VGA3增益将从其最大增
益点降至维持固定期望输出的水平。然后，随着输入信号
电平继续提高，可以调整VGA2和VGA1。这样可以确保级
联链具有最佳NF。输出噪声(最初以滤波器和VGA1组合为
主)经过增益衰减后，可逐步获得更好的信噪比。在某一
点，VGA3和VGA2增益降至足以让其噪声成为主要噪声的
程度，那么，信噪比从该点起以更慢的速度降低。单从信
噪比的角度来讲，当VGA1达到最低增益值时，器件的输
入电平最高。
动态范围最大化时还必须考虑失真问题。当信号的电平处
于中、低等级时，输出失真是恒定的且假定其适合于所选
输出电平。某些点上，输入信号可能变得足够大，会导致
系统性能由输入信号的失真程度决定。通过监控峰值检波
器电压VPK，可以防止这种情况。
在动态范围内最具挑战性的情况是，带外阻塞较大而带内
所需信号较弱。这种情况下，最大输入电平取决于阻塞程
度及其导致失真的可能性。弱的所需信号经过滤波后，必
须放大至所需输出水平，VGA2和VGA3可能需要提供最大
增益。这种情况下，与输入阻塞相关的失真限制和因信号
较弱而增益较高导致的信噪比限制同时存在。此外，阻塞
不仅导致动态范围缩小，还能够缩小可处理输入信号的范
围(原因在于大部分增益仅用于从较强的阻塞信号中提取弱
的所需信号)。
正交接收机的关键参数
大多数数字通信接收机都采用正交信号，信息位被编码成
基带信号对，而后调制成同相(I)和正交(Q)正弦载波。基
带信号和已调制信号在波峰和波谷时刻的波形非常复杂。
通常来说，接收机的设计目的在于从正交解调信号中，将
成对的正交基带信号与噪声和干扰信号加以区分。在滤除
带外噪声和无用的干扰信号并恢复所需I、Q基带信号的电
平的过程中，必须保证在整个带宽范围内保持其增益和相
位的完整性。
在滤波器模式下，ADRF6518可传递平坦的带内增益和群
延迟，这时，它相当于一个6极点巴特沃兹原型滤波器(见
“可编程滤波器”部分的说明)。此外，精心的设计保证了
I、Q通道之间参数的出色匹配。尽管绝对增益平坦度和群
延迟可通过数字均衡得到校正，但不匹配可导致正交误差
和码间干扰，这会降低数字通信系统的误码率性能。
对于宽带信号，可以旁路滤波器，这样ADRF6518就变成
由三个VGA组成的双级联链，它可提供大增益范围选项，
同时保持两个通道之间的增益和群延迟匹配。
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ADRF6518
应用信息
至1.95 V。用户可以选择将VPI连接到最高5 V的电压，这将
提供1.35 V到3.1 V的共模范围。一般而言，最小输入共模电
压始终是1.35 V，但最大共模电压为VCM_MAX = 0.64 x VPI −
0.135 V。VICM引脚可用作基准共模电压，用于确定上一级
联器件的高阻抗检测节点(VICM具有7.75 kΩ阻抗)。
基本连接
图72显示了ADRF6518典型应用的基本连接。
电源去耦
将3.3 V的标称电源电压施加于电源引脚VPS、VPI和VPSD。
VPS和VPSD的电源电压不得超过3.45 V或低于3.15 V。VPI的
电源电压不得超过5.25 V。每个电源引脚应与至少一个0.1 µF
的低电感、表面贴装陶瓷电容相连，以便去耦至地。电容
应尽可能靠近ADRF6518器件。
输出信号路径
低阻抗(10 Ω)输出缓冲器设计用于驱动高阻抗负载，如ADC
输入，或驱动另一放大器级。输出引脚(OPP1、OPM1、
OPP2和OPM2)处于VPS/2的标称输出共模电压，但可以驱
动到0.9 V至VPS − 1.2 V的电压，方法是将所需的共模电压施
加于高阻抗VOCM引脚。
ADRF6518具有三个独立的电源：两个模拟电源和一个数
字电源。模拟电源和数字电源应当用一个33 µH的大表面贴
装电感分离，然后通过10 μF电容将各电源分别去耦至相应
的地。
直流失调补偿环路使能
通过SPI寄存器的B1使能直流失调补偿环路时，ADRF6518
可以抵消输出差分直流电平。该环路通过设置B1 = 0来使
能。失调补偿环路产生一个高通转折频率，它与连接在
OFS1/OFS2引脚和地之间的电容值成比例。有关设置高通
转折频率的更多信息，参见“直流失调补偿环路”部分。
输入信号路径
每个信号路径都有一个输入VGA，通过INP1、INM1、
INP2和INM2引脚访问，设置400 Ω的差分输入阻抗。
输入既支持直流耦合又支持交流耦合。要交流耦合输入，
用户必须将VICM/AC引脚拉至地，这将提供VPI/2的输入共
模电压。要直流耦合输入，VICM引脚应悬空。如采用直
接直流耦合，VPI = 3.3 V时，共模电压(VCM)的范围为1.35 V
INPUT1(–)
0.1µF
VPS
0.1µF
SERIAL CONTROL INTERFACE
INPUT1(+)
INPUT2(+)
VPS
VPS
0.1µF
OUTPUT1(+)
ENBL INM1
RAVG OFS1
INP1
VGN1
VPS
VPS
OPP1
VPSD
0.1µF
VPSD
OPM1
COMD
LE
ADRF6518
CLK
VOCM
DATA
0.1µF
SDO/RST
COM
VICM/AC
OPM2
VPI
OUTPUT1(–)
COM
VGN3
0.1µF
0.1µF
OUTPUT2(–)
OPP2
VPS
VGN2
VPS
INP2
OFS2
COM INM2
VPK
0.1µF
VPS
0.1µF
VPI
OUTPUT2(+)
VPS
0.1µF
0.1µF
11449-071
INPUT2(–)
图72. 基本连接
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ADRF6518
共模旁路
将ADRF6518共模引脚VICM/AC和VOCM去耦至地。采用
至少一个0.1 μF的低电感、表面贴装陶瓷电容去耦共模引脚。
串行端口连接
ADRF6518通过SPI端口控制增益和滤波器带宽设置。数据
可以写入15位寄存器，也可以从该寄存器读取数据。建议
在SPI线上采用低通RC滤波，滤除任何高频毛刺。低通RC
滤波器示例参见图88所示的评估板原理图。
使能/禁用功能
将ENBL引脚拉高可以使能ADRF6518。反之，将ENBL引脚
拉低则可禁用器件；这时，室温下的功耗降低至约1 mA。
为使禁用功能正常工作，应将10 kΩ下拉电阻连接在信号输
出引脚(OPP1、OPM1、OPP2、OPM2)与地之间，以便通
过直流接地路径正确放电(参见图67)。如果不使用禁用功
能，则不需要下拉电阻。
增益引脚去耦
ADRF6518具有三个模拟增益控制引脚：VGN1、VGN2和
VGN3。采用至少一个0.1 μF的低电感、表面贴装陶瓷电容
将各增益控制引脚去耦至地。
峰值检波器连接
ADRF6518的VPK引脚提供峰值检波器输出，与滤波器输
入端具有1 V/V峰值差分的比例关系。报告两个通道中的较
高峰值。峰值检波器时间常数可通过RAVG和VPS引脚之间
的电阻改变。RAVG引脚保持断开时，时间常数(保持时间)
最长。RAVG电阻范围是∞到1 kΩ。
要复位峰值检波器，应将SDO/RST引脚拉高25 ns或更长时
间。逻辑电平是VLOW < 0.8 V且VHIGH > 2 V。
误差矢量幅度(EVM)性能
误差矢量幅度(EVM)是数字无线发射机或接收机的性能量
化指标，通过测量发射或接收的数字信号的保真度而得出。
链路的各种缺陷，如幅度和相位不平衡、噪声、失真等，
导致星座点偏离理想位置。
通常，一个接收机可体现三种不同的EVM限制与接收到的
输入信号功率的关系。随着信号功率的上升，失真项也随
之上升。
• 在足够高的信号电平下，由于器件的谐波非线性而产生
的失真项将落入带内，EVM随着信号电平上升而下降。
• 在中等信号电平下，信号链具有线性特性且所需信号明
显多于噪声；这时，EVM易于达到由信号链正交精度和
IQ增益匹配或测试设备精度决定的最佳水平。
• 当信号电平降至一定程度，信号中噪声占较大比例时，
随着信号电平的降低，EVM性能也随之下降。在这些低
信号电平下，噪声将成为主要影响因素；这时，dB
EVM直接与SNR成正比。
EVM测试设置
用于测试ADRF6518 EVM的基本设置包括：用作信号源的
Agilent MXG N5182B矢量信号发生器，以及用于信号采样
的Agilent DSO7104B示波器，后者同时连接一台计算机，
计算机上运行Agilent 89600矢量信号分析(VSA)软件以计算
信号的EVM。ADRF6518的I和Q输出加载400 Ω差分阻抗，
并以差分方式连接到两个AD8130放大器，从而将信号转换
为单端信号。单端信号连接到矢量信号分析仪的输入通道。
EVM测量
仅测量ADRF6518的EVM(虽然使用AD8130放大器，但其
EVM贡献非常小，在测量中无足轻重)。N5182B IQ基带差
分输出通过1 µF耦合电容驱动ADRF6518输入。需要使用大
耦合电容来尽可能降低电容产生的高通转折频率，并且防
止低通截止频率破坏信号。VICM/AC引脚接地以支持交流
耦合。VPI引脚通过短接VPS而连接到3.3 V电压。脉冲响应
滤波器的α值设为0.35。扫描ADRF6518的基带输入功率，
并调整模拟增益以使I和Q输出保持1.5 V p-p目标差分信号电
平。调整VGA1模拟增益，以将其输出限制在1.5 V p-p(峰值
检波器输出为0.75 V峰值)。滤波器截止频率设置为63 MHz，
VGA1、VGA2、VGA3和后置放大器的数字增益分别设置
为15 dB、21 dB、21 dB和3 dB。在滤波器模式和滤波器旁
路模式下，测试了多种信号带宽、信号类型、增益和输出
电平。
输出失调补偿环路的高通转折频率必须低于信号带宽。信
号带宽越低，用户设置的高通转折频率也必须越低，以便
确保不损坏极小的信号量。有关设置过高高通转折频率的
影响的更多信息，参见ADRF6510和ADRF6516数据手册的
“应用信息”部分。
还必须根据给定的信号带宽设置适当的滤波器截止频率。
用户必须注意，不能将滤波器截止频率设置得过低以图更
好地抑制带外阻塞信号，因为这可能损坏信号中的数据并
降低EVM性能。相关例子请参见ADRF6510和ADRF6516数
据手册的“应用信息”部分。图83也显示了滤波器接孩子频
率与信号带宽之间的取舍关系。
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ADRF6518
0
在图73至图77中，x轴以电压比为单位，定义如下：
20 × log10(x/1 V p-p)
–10
其中，x是单位为V p-p的任意数值。
0
–10
–30
–35
–40
–45
–50
–40
–30
–20
–10
0
10
20
VIN (dBV p-p)
图74. 不同码元速率下EVM与输入电压的关系；滤波器旁路模式、
QPSK、增益代码 = 0000000、保持1.5 V p-p差分输出电平
–15
0
–20
QPSK
16QAM
256QAM
–5
–25
–10
–30
–15
EVM (dB)
–35
–40
–45
–10
0
10
20
VIN (dBV p-p)
–25
–30
–35
–40
图73. 不同码元速率下EVM与输入电压的关系；
滤波器截止频率 = 63 MHz、QPSK、增益代码 = 0000000、
保持1.5 V p-p差分输出电平
–45
–50
–40
–30
–20
–10
0
10
20
VIN (dBV p-p)
11449-081
–20
–20
图75. 不同调制类型下EVM与输入电压的关系；
滤波器截止频率 = 63 MHz、QPSK、50 MSPS、增益代码 = 0000000、
保持1.5 V p-p差分输出电平
0
QPSK
16QAM
256QAM
–5
–10
EVM (dB)
–15
–20
–25
–30
–35
–40
–45
–50
–40
–30
–20
–10
VIN (dBV p-p)
0
10
20
11449-082
–30
11449-079
EVM (dB)
–25
图75和图76分别显示了滤波器模式下和滤波器旁路模式下
不同调制类型、50 MSPS的EVM与输入电压的关系。在滤波
器旁路模式下，高阶调制类型的EVM更好。
5MSPS
10MSPS
50MSPS
80MSPS
–5
–20
11449-080
图73和图74分别显示了滤波器模式(滤波器截止频率 = 63 MHz)
下和滤波器旁路模式下不同码元速率的EVM与输入电压的
关系。在滤波器旁路模式下，码元速率较高时，EVM一般
更好，这主要是因为不存在滤波器引入的噪声和失真成
分。对于同样的80 MSPS信号，从63 MHz截止频率切换到滤
波器旁路模式时，EVM改善11 dB。码元速率较低时，63 MHz
滤波器截止频率与滤波器旁路模式的EVM差异可忽略不计。
EVM (dB)
–15
这样做的原因是100 Ω差分基带源(Agilent MXG N5182B)驱
动ADRF6518的400 Ω差分输入阻抗。功率比的标准单位dBm
仅适用于50 Ω系统。
–50
–40
5MSPS
10MSPS
50MSPS
80MSPS
100MSPS
–5
图76. 不同调制类型下EVM与输入电压的关系；滤波器旁路模式、
QPSK、50 MSPS、增益代码 = 0000000、保持1.5 V p-p差分输出电平
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ADRF6518
0
图77显示了不同数字增益设置下EVM与输入电压的关系。
在所有增益设置下，EVM大约伸展1 dB。
10MSPS
50MSPS
80MSPS
–5
–10
EVM (dB)
–15
–20
–25
–30
–20
–35
–25
–40
–30
–45
–35
–50
–80
–40
–60
–50
–40
–30
–20
–10
0
10
20
PIN (dBm)
–20
–10
0
10
VIN (dBV p-p)
20
图77. 不同数字增益设置下EVM与输入电压的关系；
滤波器截止频率 = 63 MHz、QPSK、50 MSPS、
保持1.5 V p-p差分输出电平
EVM系统测量
整体EVM测量是利用ADL5380 IQ解调器驱动ADRF6518来完
成的。两个器件之间的接口采用直流耦合。为此，VICM/
AC引脚悬空以使能直流耦合模式，ADRF6518的VPI引脚
连接到5 V电压以适应ADL5380的3.1 V输出共模电压。施加
于ADL5380 RF输入的RF载波频率和LO频率设置为900 MHz，
产生一个零中频(I/F)。脉冲响应滤波器的α值设为0.35。扫
描ADL5380的RF输入功率，并调整ADRF6518的模拟增益
以使I和Q输出保持1.5 V p-p目标差分信号电平。调整VGA1
模拟增益，以将其输出限制在1.5 V p-p(峰值检波器输出为
0.75 V峰值)。滤波器截止频率设置为63 MHz，VGA1、VGA2、
VGA3和后置放大器的数字增益分别设置为15 dB、21 dB、
21 dB和3 dB。在滤波器模式和滤波器旁路模式下，测试了
多种信号带宽、信号类型、增益和输出电平。
图78显示了三种不同的码元速率：10 MSPS、50 MSPS和
80 MSPS，滤波器使能。随着码元速率提高，EVM性能会降
低，但在10 MSPS时，对于大约50 dB的输入功率范围，系统
EVM优于−40 dB。图78至图83显示EVM性能在高输入功率时
会下降，这是由ADL5380压缩引起的。将一个RF衰减器放
在ADL5380前方，可以扩展系统的动态范围。
图78. 不同码元速率下EVM与输入功率的关系；
QPSK、滤波器截止频率 = 63 MHz、增益代码 = 0000000、
保持1.5 V p-p差分输出电平
图79显示了四种不同的码元速率，滤波器处于旁路模式。
在滤波器旁路模式下，EVM一般会改善，尤其是在较高码
元速率时，这是因为不存在噪声、IQ增益失配、IQ相位失
配、原始群延迟和群延迟失配，这些都是滤波器使能时会
带来的主要误差源。
0
10MSPS
50MSPS
80MSPS
100MSPS
–5
–10
–15
EVM (dB)
–30
11449-083
–45
–50
–40
–70
11449-084
–10
–15
9dB, 12dB, 12dB, 3dB
12dB, 12dB, 12dB, 3dB
15dB, 12dB, 12dB, 3dB
15dB, 15dB, 15dB, 3dB
15dB, 18dB, 18dB, 3dB
15dB, 21dB, 21dB, 3dB
15dB, 21dB, 21dB, 9dB
–20
–25
–30
–35
–40
–45
–50
–80
–70
–60
–50
–40
–30
–20
PIN (dBm)
–10
0
10
20
11449-085
–5
EVM (dB)
0
图79. 不同码元速率下EVM与输入功率的关系；
滤波器旁路模式、增益代码 = 0000000、保持1.5 V p-p差分输出电平
图80显示多种数字调制类型下50 MSPS信号的EVM，滤波器
处于旁路模式。在最高256 QAM时，EVM有所改善，但这是
EVM计算方式造成的，而不是绝对码元误差降低的结果。
(EVM计算为码元误差矢量的均方根功率与星座的均方根
平均功率之比。一个类似且可能更好的衡量指标是调制误
差比或MER，其定义为理想码元的均方根功率与码元误差
矢量的均方根功率之比。)1024 QAM信号质量开始降低，原
因是噪声和失真成分影响星座中紧密压缩的码元。
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–10
–5
–10
–15
–20
–20
EVM (dB)
–15
–25
–30
–25
–30
–35
–35
–40
–40
–45
–45
–50
–80
–70
–60
–50
–40
–30
–20
–10
0
10
20
PIN (dBm)
–50
–80
11449-086
EVM (dB)
0
QPSK
16QAM
256QAM
1024QAM
1.5V p-p
2.0V p-p
2.5V p-p
3.0V p-p
3.5V p-p
4.0V p-p
4.5V p-p
5.0V p-p
–70
–60
–50
–40
–30
–20
–10
0
10
20
PIN (dBm)
11449-088
0
–5
图80. 不同数字调制类型下EVM与输入功率的关系；
滤波器旁路模式、增益代码 = 0000000、保持1.5 V p-p差分输出电平
图82. 不同输出电平下EVM与输入功率的关系；
滤波器截止频率 = 63 MHz、QPSK、50 MSPS、增益代码 = 0000000
图81显示了与图80相同的四种调制类型，不过滤波器使
能。由于滤波器噪声，EVM性能一般会降低，如“噪声特
性”部分所示。
图83显示了不同数字增益设置下的EVM。在以下增益设置，
EVM降低大约2 dB至3 dB：VGA1 = 9 dB，VGA2 = 12 dB，
VGA3 = 12 dB，后置放大器 = 3 dB。这是因为，ADRF6518
的噪声系数随着VGA1增益设置的降低而提高(VGA1设置
器件的噪声系数)。图23显示了该相关性：当VGA1数字增
益从15 dB变为9 dB时，噪声系数大约提高2 dB。
0
QPSK
16QAM
256QAM
1024QAM
–5
–10
0
–20
–25
–10
–30
–15
EVM (dB)
–35
–40
–70
–60
–50
–40
–30
–20
–10
0
10
PIN (dBm)
20
11449-087
–45
–50
–80
GAINS:
GAINS:
GAINS:
GAINS:
GAINS:
GAINS:
GAINS:
–5
15dB/21dB/21dB/3dB
15dB/21dB/21dB/9dB
9dB/12dB/12dB/3dB
12dB/12dB/12dB/3dB
15dB/12dB/12dB/3dB
15dB/15dB/15dB/3dB
15dB/18dB/18dB/3dB
–20
–25
–30
–35
–40
图81. 不同数字调制类型下EVM与输入功率的关系；
滤波器截止频率 = 63 MHz、增益代码 = 0000000、
保持1.5 V p-p差分输出电平
–45
图82显示扫描多个输出设定点(从1.5 V p-p到5.0 V p-p)的结
果。对于所测试的全部输出范围，EVM仅改变几个dB，因
而用户可以灵活地决定输出信号保持在何电平。虽然图82
中未显示，但在信号略大于5 V p-p时，EVM急剧降低，很
容易发生失锁现象。
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–80
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–10
0
10
PIN (dBm)
图83. 不同增益代码下EVM与输入功率的关系；
滤波器模式 = 63 MHz、QPSK、50 MSPS、
保持1.5 V p-p差分输出电平
20
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EVM (dB)
–15
ADRF6518
滤波器带宽对EVM的影响
禁用功能的下拉电阻
图84显示，在不同码元速率下，改变滤波器带宽如何影响
信号的EVM。x轴经过归一化处理，以便显示各信号的基
带带宽相对于设定滤波器截止频率的值。例如，滤波器截
止频率为10 MHz且信号的基带带宽为5 MHz时，结果为
2 Hz/Hz。同样，滤波器截止频率为50 MHz且信号的基带带
宽为25 MHz时，结果也是2 Hz/Hz。基带带宽通过下式定义：
ADRF6518具有禁用功能，方法是拉低ENBL，此时电源电
流降至大约1 mA。为使该功能运行正常，输出引脚(OPP1、
OPM1、OPP2、OPM2)必须建立直流接地路径，以便后置放
大器能够正确放电。图85显示如何适当地放置下拉电阻。
电阻值必须足够大，使得它不会干扰后置放大器看到的输
出阻抗(例如400 Ω)，但又不能过大，以至于妨碍正确放电，
成为开路。对于多数影响，RPULLDOWN = 10 kΩ可充分满足这
些条件。
一般行为显示：滤波器截止频率与基带带宽之比越高，
EVM越好。在2倍比率左右，此行为开始趋稳。相比于带
宽较低的信号，此行为对带宽较高信号的影响更大。主要
原因是全频率范围内的噪声不是平坦的(滤波器和所有增益
级之间存在一定的相互作用)。当远在信号带宽外部的滤波
器截止频率开始侵蚀时，噪声整形就会降低EVM性能。
滤波器旁路模式下的高增益不稳定性
在滤波器旁路模式下以最高增益使用ADRF6518时，用户
必须十分小心。由于高增益(最高66 dB)和宽带宽(最大数字
增益下高达350 MHz)，当ADRF6518处于滤波器旁路模式且
其增益设置高于60 dB时，它易于发生振荡。振荡表现为噪
底 发 生 宽 带 上 升 ， SNR和 EVM大 幅 降 低 。 印 刷 电 路 板
(PCB)上的正交输入到输出信号路径有助于降低该振荡，
这可以在图90所示的顶层丝印中看到。建议不要为测量目
的而将立柱或接头放在信号路径上，尤其是输出信号路径
上。这样做会导致输出信号辐射回输入端，即使增益低于
60 dB也会引起振荡。
图84. 不同码元速率下EVM与滤波器截止频率/基带带宽比的关系；
滤波器截止频率 = 63 MHz、QPSK、1.5 V p-p输出电平、−20 dBm输入功率
图85. 下拉电阻
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ADRF6518
OPP2/OPM2)，因此，用户必须根据受测器件(DUT)输入
信号电平和增益设置(模拟和数字)，推断出各级输入端和
输出端的信号电平。最大推荐信号电平见图88所示。所有
信号电平的单位都是V p-p差分。
ADRF6518的每个通道包含多级。根据增益设置和输入信
号电平，可将各级独立驱动到压缩。只能访问输入级
(INP1/INM1、 INP2/INM2)和 输 出 级 (OPP1/OPM2、
5.0V p-p
2.2V p-p
2.2V p-p
2.6V p-p
3.1V p-p
5.0V p-p
INP1/INP2
OPP1/OPP2
INM1/INM2
OPM1/OPM2
VGN1
VGN3
VGN2
图86. 最大信号电平；仅显示单个通道
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ADRF6518的线性操作
ADRF6518
评估板
ADRF6518提供测试用评估板。
要设置滤波器模式、失调校正和电源模式，请移动窗口右
上角的相应滑动开关。
评估板控制软件
ADRF6518评估板通过PC上的USB端口控制。该软件可使
能或禁用直流失调补偿环路，并控制滤波器截止频率、高
低功耗模式、ADRF6518中各放大器的最小和最大增益。
有关寄存器映射的信息，参见表5。有关SPI端口时序和控
制的信息，参见图2和图3。
下载并安装该软件后，打开基本用户界面以设置滤波器截
止频率和增益值(参见图87)。
要设置滤波器截止频率，请执行下列操作之一：
• VGA1最大增益可设置为9 dB、12 dB或15 dB。
• VGA2和VGA3最大增益可设置为12 dB、15 dB、18 dB或
21 dB。
• 后置放大器最大增益可设置为3 dB或9 dB。
当用户点击将所选截止频率写入器件按钮时，就会执行写
操作，随后还会立即执行读操作。更新后的信息显示在
VGA1增益dB、滤波器截止频率MHz、 VGA2增 益 dB、
VGA3增益dB和后置放大器增益dB字段中。
11449-072
• 点击窗口的截止频率MHz部分中的箭头，从菜单中选择
所需的截止频率，然后点击将所选截止频率写入器件。
• 点击频率 +1 MHz或频率 −1 MHz，以1 MHz步进递增或
递减当前截止频率。
要设置VGA1、VGA2、VGA3和后置放大器的最大增益，
请点击VGA1增益dB、VGA2增益dB、VGA3增益dB和后置
放大器增益dB下拉框，并选择所需的增益。
图87. Analog Devices ADRF6518评估软件
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ADRF6518
原理图和PCB布局图
VPOS
VPOSD
VPS
L2
33µH
VPSD
VPS
R3
0Ω
VPI
R45
open
INM1
T1
6
R15
open
C33
open
C12
0.1µF
R47
0Ω
C1
10µF
COMD
L1
33µH
C2
10µF
COM
COM_1
COM_2
C6
0.1µF
1
2
4
3
R37
open
R31
0Ω
VGN1
R48
0Ω
OPP1
C27
0.1µF
R19
0Ω
INP1_SE
R43
open
C14
0.1µF
C10
VPS
0.1µF
C25
DNI
C30
10µF
R21
10kΩ
OPM1 23
3
LE
CLK
5
DATA
6
SDO/RST
COM 19
7
VICM/AC
OPM2 18
8
VPI
OPP2
COM 22
10
11
R39
open
C17
0.1µF
VGN3 21
ADRF6518
9
1
24
4
C31
0.1µF
3
6
OPM1_SE
C20
0.1µF
VPS
OFS1
VGN1
VPS
INP1
OPP1
VOCM 20
VPS
C5
0.1µF
VPI
VPSD
OFS2
VICM
R1
0Ω
SDO
C19
0.1µF
COMD
VGN2
R67
DNI
4
12
13
14
15
16
R41
0Ω
R20
0Ω
25
VPS
C55
DNI
26
27
VPK
DATA
INM1
ENBL
R68
DNI
28
2
INM2
C53
DNI
R17
0Ω
29
1
COM
C4
0.1µF
INP2
VPSD
R18
0Ω
CLK
30
31
RAVG
32
LE
T3
2
VPS
0.1µF
P2
R66
DNI
TST1
C16
0.1µF
R63
0Ω
C56
DNI
C23
0.1µF
R5
open
C9
VGN3
VOCM
C18
0.1µF
17
C22
0.1µF
R38
open
C21
0.1µF
OPM2_SE
VPI
C13
0.1µF
R2
0Ω
R46
open
R35
0Ω
C8
INP2_SE
R32
0Ω
C7
R49
0Ω
T2
6
1
4
3
C15
0.1µF
0.1µF
VPS
C24
0.1µF
R6
open
0.1µF
C3
0.1µF
C32
0.1µF
R42
0Ω
T4
4
3
6
1
2
TST2
VGN2
R36
0Ω
2
R4
C34
open
0Ω
R50
0Ω
VPS
VPK
OPP2
R40
open
C11
0.1µF
INM2
R44
open
LEGEND
VGN1
VGN2
VGN3
VOCM
1
2
3
4
5
VPK
P4
6
7
8
9
10
1
P1
2
NET NAME
TEST POINT
SMA INPUT/OUTPUT
DIGITAL GROUND
ANALOG GROUND
图88. 评估板原理图
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11449-073
VICM
ADRF6518
Y1
24 MHz
3V3_USB
3
1
C51
22pF
C54
22pF
4
3V3_USB
2
R62
100kΩ
R64
100kΩ
C45
0.1mF
52
51
50
49
48
47
46
45
44
43
PD6_FD14
PD5_FD13
PD4_FD12
PD3_FD11
PD2_FD10
PD1_FD9
PD0_FD8
WAKEUP
VCC
1 RDY0_SLRD
53
GND
GND
54
PD7_FD15
55
CLKOUT
56
VCC
C37
0.1mF
GND
3 AVCC
C49
0.1mF
5V_USB
PA6_PKTEND39
PA5_FIFOARD138
XTALIN
6 AGND
1
2
3V3_USB
3
PA4_FIFOARD037
CY7C68013A-56LTXC
U4
7 AVCC
4
41
40
PA7_FLAGD_SCLS_N
4 XTALOUT
5
8 DPLUS
LE
PA3_WU2 36
PA2_SLOE 35
CLK
9 DMINUS
PA1_INT1_N 34
DATA
10 AGND
PA0_INT0_N33
5
G1
G2
G3
G4
3V3_USB
11 VCC
VCC 32
12 GND
CTL2_FLAGC 31
13 IFCLK
SDO
3V3_USB
VCC
PB0_FD0
PB1_FD1
PB2_FD2
PB3_FD3
PB4_FD4
PB5_FD5
PB6_FD6
PB7_FD7
GND
VCC
GND
CTL1_FLAGB 30
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
SDA
14 RESERVED
SCL
15
16
R61
2kΩ
CTL0_FLAGA29
CR2
3V3_USB
3V3_USB
24LC64-I_SN
U2
3V3_USB
1
A0
SDA
5
2
A1
SCL
6
3
A2
WC_N
7
R59
2kΩ
C38
10pF
C39
0.1µF
ADP3334
U3
R60
2kΩ
3V3_USB
4 GND
VCC
C52
1.0µF
R70
140kΩ
C50
1000pF
3V3_USB
8
R69
78.7kΩ
1
OUT1
IN2 8
2
OUT2
IN1 7
3
FB
SD 6
4
NC
GND 5
5V_USB
C47
1.0µF
R65
2kΩ
CR1
DGND
3V3_USB
C40
0.1µF
C41
0.1µF
C42
0.1µF
C35
0.1µF
C36
0.1µF
C44
0.1µF
C46
0.1µF
11449-074
P5
RESET_N 42
2 RDY1_SLWR
C48
10pF
图89. USB评估板原理图
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11449-075
ADRF6518
11449-076
图90. 顶层丝印
图91. 器件侧布局图
表6. 评估板配置选项
元件
C1, C2, C4, C11, C12, C15, C16,
C30, C31, L1, L2, R2, R3, P4
功能
电源和接地去耦。标称电源去耦：通过一个0.1 µF电容去耦至地。
默认条件
C1、C2、C30 = 10 µF(尺寸1210)
C4、C11、C12、C15、C16、
C31 = 0.1 µF(尺寸0402)
L1、L2 = 33 µH(尺寸1812)
R2、R3 = 0 Ω(尺寸0402)
P4 = 已安装
T1、T2、C3, C6, C7至C10、
R31、R32、R43、R44、R45、
R46、R47、R48、R49、R50
输入接口。INP1_SE、INM1、INP2_SE和INM2输入SMA用于通过
旁路巴伦以差分方式驱动该器件。仅使用INP1_SE和INP2_SE并
结合巴伦可实现单端操作。评估板默认采用单端驱动。
T1、T2 = Pulse Electronics
CX2049LNL
C3、C6 = 0.1 µF(尺寸0402)
C7至C10 = 0.1 µF(尺寸0602)
R31、R32、R47至R50 = 0 Ω
(尺寸0402)
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ADRF6518
元件
T3、T4、C19至C24、
R5、R6、
R19、R20、
R35至R42
P2
P3, R1, R17, R18, R21, R63, C25,
C53, C55, C56
C13, C14
功能
T1和T2是阻抗比率为8:1的巴伦，可将50 Ω系统中的单端信号转换
为400 Ω系统中的平衡差分信号。
R31、R32、R47、R48、R49和R50用于连接至恰当的巴伦接口。
要旁路T1和T2巴伦以实现差分接口，应移除巴伦接口电阻R31、
R32、R47、R48、R49和R50，并用0 Ω电阻填充R43、R44、R45和
R46。
输出接口。旁路输出巴伦时，OPP1、OPM1_SE、OPP2和OPM2_
SE输 出 SMA用 于 从 该 器 件 获 得 差 分 信 号 。 使 用 OPM1_SE、
OPM2_SE和巴伦，用户可获得单端输出信号。评估板默认采用
单端驱动。
T3和T4是阻抗比率为8:1的巴伦，可将400 Ω系统中的差分信号转
换为50 Ω系统中的单端信号。
要旁路T3和T4巴伦以实现差分接口，应移除巴伦接口电阻R19、
R20、R35、R36、R41和R42，并用0 Ω电阻填充R37、R38、R39和
R40。
在差分应用中，R5和R6可以用至少400 Ω的阻抗填充以端接输出。
使能接口。向ENBL引脚施加一个逻辑高电压(将跳线P2连接至
VPS)可以使ADRF6518上电。
串行控制接口。数字接口通过LE、CLK、DATA和SDO引脚利用
串行接口设置截止频率、VGA1/VGA2/VGA3最大增益和后置放
大器最大增益。
RC滤波器网络可连接在CLK、LE和DATA线上以对SPI信号滤波。
出于调试目的，可在P3观察到CLK、DATA和LE信号。建议设置
C25、C53和C56 = 330 pF以进行滤波。
直流失调补偿环路。直流失调补偿环路通过SPI端口使能。环路
使能后，C13和C14电容连接至电路公共端。高通转折频率的计
算公式如下：
fHP (Hz) = 6.7 × (后置滤波器线性增益/COFS (µF))
默认条件
R43至R46 = 开路(尺寸0402)
T3、T4 = Pulse Electronics
CX2049LNL
C19至C24 = 0.1 µF(尺寸0402)
R5、R6 = 开路(尺寸0402)
R19、R20、R35、R36、R41、
R42 = 0 Ω(尺寸0402)
R37至R40 = 开路(尺寸0402)
P2 = 安装用于使能
P3 = 已安装
R1 = 0 Ω(尺寸0402)
R21 = 10 kΩ(尺寸0402)
C25、C53、C55、C56 = 开路
(尺寸0402)
R17、R18、R63 = 1 kΩ(尺寸0402)
C13, C14 = 0.1 µF (尺寸0402)
C5
输入共模基准。输入共模电压可在VICM引脚监控。如果VICM引
脚处于开路状态，输入共模电压必须从外部提供(直流耦合模式)。
如果VICM引脚接地，输入共模电压默认为VPI/2(交流耦合模式)。
C5 = 0.1 µF (尺寸0402)
C18
C18 = 0.1 µF (尺寸0402)
P1, R4, R15, C33, C34
输出共模设定点。向VOCM引脚施加的输出共模电压可由外部
设置。如果VOCM引脚处于开路状态，输出共模电压的默认值
为VPS/2。
模拟增益控制。模拟增益引脚VGN1、VGN2和VGN3的范围是0 V
到1 V，增益比例为30 mV/dB。
峰值检波器。
U2, U3, U4, P5
Cypress微控制器、EEPROM和LDO。
C35, C36, C40, C41, C42, C44,
C46
3.3 V电源去耦。使用数个电容进行3.3 V电源去耦。
C17, C27, C32
Rev. 0 | Page 37 of 40
C17, C27, C32 = 0.1 µF (尺寸0402)
P1 = 已安装
R4 = 0 Ω(尺寸0402)
R15、C33、C34 = 开路(尺寸0402)
U2 = Microchip MICRO24LC64
U3 = Analog Devices
ADP3334ACPZ
U4 = Cypress Semiconductor
CY7C68013A-56LTXC
P5 = 微型USB连接器
C35, C36, C40, C41, C42, C44, C46
= 0.1 µF (0402)
ADRF6518
元件
C37, C38, C39, C45, C48, C49,
R59, R60, R61, R62, R64, CR2
功能
Cypress和EEPROM器件。
C47, C50, C52, R65, R69, R70,
CR1
LDO器件。
Y1, C51, C54
晶振和器件。24 MHz晶振。
Rev. 0 | Page 38 of 40
默认条件
C38, C48 = 10 pF (0402)
C37, C39, C45, C49 = 0.1 µF (0402)
R59, R60, R61 = 2 kΩ (0402)
R62, R64 = 100 kΩ (0402)
CR2 = ROHM SML-21OMTT86
C47, C52 = 1 µF (0402)
C50 = 1000 pF (0402)
R65 = 2 kΩ (0402)
R69 = 78.7 kΩ (0402)
R70 = 140 kΩ (0402)
CR1 = ROHM SML-21OMTT86
Y1 = NDK NX3225SA-24MHz
C51, C54 = 22 pF (0402)
ADRF6518
外形尺寸
0.30
0.25
0.18
32
25
1
24
0.50
BSC
3.45
3.30 SQ
3.15
EXPOSED
PAD
17
TOP VIEW
0.80
0.75
0.70
SEATING
PLANE
0.50
0.40
0.30
PIN 1
INDICATOR
8
16
0.05 MAX
0.02 NOM
COPLANARITY
0.08
0.20 REF
9
BOTTOM VIEW
0.25 MIN
3.50 REF
FOR PROPER CONNECTION OF
THE EXPOSED PAD, REFER TO
THE PIN CONFIGURATION AND
FUNCTION DESCRIPTIONS
SECTION OF THIS DATA SHEET.
COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MO-220-WHHD.
05-24-2012-A
PIN 1
INDICATOR
5.10
5.00 SQ
4.90
图92. 32引脚引线框芯片级封装[LFCSP_WQ]
5 mm x 5 mm超薄体(CP-32-13)
图示尺寸单位：mm
订购指南
型号1
ADRF6518ACPZ-R7
ADRF6518ACPZ-WP
ADRF6518-EVALZ
1
温度范围
−40°C至+85°C
−40°C至+85°C
封装描述
32引脚LFCSP_WQ，7"卷带和卷盘
32引脚LFCSP_WQ，窝伏尔组件
评估板
Z = 符合RoHS标准的器件。
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封装选项
CP-32-13
CP-32-13
ADRF6518
注释
©2013 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and
registered trademarks are the property of their respective owners.
D11449sc -0-6/13(0)
Rev. 0 | Page 40 of 40
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