TPS62933, TPS62932, TPS62933F, TPS62933P, TPS62933O
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TPS6293x 采用 SOT583 封装的 3.8V 至 30V、2A/3A 同步降压转换器
• 广泛地为各种应用配置
– 3.8V 至 30V 输入电压范围
– 0.8V 至 22V 输出电压范围
– 超低静态电流：12μA（TPS62932、
TPS62933 和 TPS62933P）
– 集成式 76mΩ 和 32mΩ MOSFET
– 0.8 V ± 1% 基准电压 (25°C)
– 以最大 98% 的占空比运行
– 精密 EN 阈值
– 2A (TPS62932) 和 3A（TPS62933 和
TPS62933x）持续输出电流
– –40°C 至 150°C 的工作结温范围
• 大量兼容引脚的选件
– TPS62932、TPS62933 和 TPS62933F 的 SS
引脚可实现可调软启动时间
– TPS62933P 和 TPS62933O 的 PG 引脚用作电
源良好指示器
– TPS62932、TPS62933 和 TPS62933P 可通过
脉冲频率调制 (PFM) 实现高轻负载效率
– TPS62933F 具有强制连续电流调制 (FCCM) 功
能
– TPS62933O 具有 Out-of-Audio (OOA) 功能
• 解决方案尺寸小巧且易于使用
– 具有内部补偿的峰值电流模式
– 200kHz 至 2.2MHz 的可选频率
– 低电磁干扰，具有展频频谱（TPS62932、
TPS62933、TPS62933P 和 TPS62933O）
– 支持预偏置输出启动
– 用于高侧和低侧 MOSFET 的逐周期过流限制
– 非闭锁 OTP、OCP、OVP、UVP 和 UVLO 保
护
– 1.6mm × 2.1mm SOT583 封装
• 借助 TPS6293x 并使用 WEBENCH® Power
Designer 创建定制设计方案
2 应用
•
•
•
•
•
(TPS62932) 和 3A（TPS62933 和 TPS62933x）的持
续输出电流和 0.8V 至 22V 输出电压。
该器件采用定频峰值电流控制模式，可实现快速瞬态响
应以及出色的线路和负载调节。内部环路补偿经过优
化，无需使用外部补偿元件。
TPS62932、TPS62933 和 TPS62933P 在脉冲频率调
制模式下运行，可实现高轻负载效率。TPS62933F 在
强制连续电流调制模式下运行，可在所有负载条件下保
持较低的输出纹波。TPS62933O 在 Out-of-Audio 模式
下运行，可避免可闻噪声。
器件信息
(1)
器件型号
封装(1)
封装尺寸（标称值）
TPS6293x
SOT583 (8)
1.60mm × 2.10mm
如需了解所有可用封装，请参阅数据表末尾的可订购产品附
录。
VIN
VIN
BST
CBST
CIN
L
GND
VOUT
SW
RFBT
VEN
EN
FB
SS
RT
COUT
RFBB
简化原理图
100
80
Efficiency (%)
1 特性
60
40
20
0
0.001
VOUT=3.3V
VOUT=5V
VOUT=12V
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
0.5
1
2 3
TPS62933 效率（VIN = 24V，fSW = 500kHz）
楼宇自动化、电器、工业 PC
多功能打印机、企业投影仪
便携式电子产品、联网外设
智能扬声器、监视器
具有 5V、12V、19V 和 24V 输入的分布式电源系
统
3 说明
TPS6293x 是一款易于使用的高效同步降压转换器，具
有 3.8V 至 30V 的宽输入电压范围，并支持高达 2A
本文档旨在为方便起见，提供有关 TI 产品中文版本的信息，以确认产品的概要。有关适用的官方英文版本的最新信息，请访问
www.ti.com，其内容始终优先。TI 不保证翻译的准确性和有效性。在实际设计之前，请务必参考最新版本的英文版本。
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内容
1 特性................................................................................... 1
2 应用................................................................................... 1
3 说明................................................................................... 1
4 修订历史记录..................................................................... 2
5 说明（续）.........................................................................3
6 器件比较表.........................................................................3
7 引脚配置和功能................................................................. 3
8 规格................................................................................... 5
8.1 绝对最大额定值...........................................................5
8.2 ESD 等级.................................................................... 5
8.3 建议运行条件.............................................................. 5
8.4 热性能信息.................................................................. 6
8.5 电气特性......................................................................6
8.6 典型特性......................................................................9
9 详细说明.......................................................................... 16
9.1 概述...........................................................................16
9.2 功能方框图................................................................ 17
9.3 特性说明....................................................................18
9.4 器件功能模式............................................................ 26
10 应用和实现.....................................................................28
10.1 应用信息..................................................................28
10.2 典型应用..................................................................28
10.3 该做事项和禁止事项................................................37
11 电源相关建议................................................................. 38
12 布局............................................................................... 39
12.1 布局指南..................................................................39
12.2 布局示例..................................................................40
13 器件和文档支持............................................................. 41
13.1 器件支持..................................................................41
13.2 接收文档更新通知................................................... 41
13.3 支持资源..................................................................41
13.4 商标.........................................................................41
13.5 Electrostatic Discharge Caution..............................41
13.6 术语表..................................................................... 41
14 机械、封装和可订购信息............................................... 42
4 修订历史记录
注：以前版本的页码可能与当前版本的页码不同
Changes from Revision C (July 2022) to Revision D (August 2022)
Page
• 添加了 TPS62933O............................................................................................................................................ 1
• 更改了 TPS6293x 的 WEBENCH® Power Designer 链接..................................................................................1
Changes from Revision B (February 2022) to Revision C (July 2022)
Page
• 添加了 TPS62933F.............................................................................................................................................1
• 添加了 TPS62933P.............................................................................................................................................1
2
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5 说明（续）
该 ULQ（超低静态）特性有利于延长电池寿命。在 200kHz 至 2.2MHz 范围内，可以通过配置 RT 引脚来设置开
关频率，从而优化系统效率、解决方案尺寸和带宽。TPS62932、TPS62933 和 TPS62933F 的软启动时间可通过
SS 引脚上的外部电容器进行调节。TPS62932、TPS62933、TPS62933P 和 TPS62933O 具有展频频谱，有助于
降低 EMI 噪声。
TPS6293x 采用 0.5mm 引脚间距的小型 SOT583 (1.6mm × 2.1mm) 封装，并且具有经过优化的引脚排列，可简
化 PCB 布局并提供良好的 EMI 性能。
6 器件比较表
器件型号
输出电流
PFM、FCCM 或 OOA
SS 或 PG 引脚
TPS62932
2A
PFM
SS
TPS62933
3A
PFM
SS
TPS62933F
3A
FCCM
SS
TPS62933P
3A
PFM
PG
TPS62933O
3A
OOA
PG
7 引脚配置和功能
RT
1
8 FB
RT
1
8 FB
EN
2
7 SS
EN
2
7 PG
VIN
3
6 BST
VIN
3
6 BST
GND
4
5 SW
GND
4
5 SW
图 7-1. TPS62932、TPS62933 和 TPS62933F 8 引脚
SOT583 DRL 封装 （顶视图）
图 7-2. TPS62933P 和 TPS62933O 8 引脚 SOT583
DRL 封装 （顶视图）
表 7-1. 引脚功能
引脚
类型(1)
说明
名称
编号
RT
1
A
频率编程输入。悬空以实现 500kHz，连接至 GND 以实现 1.2MHz，或连接至 RT 时序电阻
器。详细信息，请参阅节 9.3.5。
EN
2
A
转换器的使能输入。将 EN 驱动为高电平或让该引脚悬空可启用转换器。外部电阻分压器可用
于实现可调节的 VIN UVLO 功能。
VIN
3
P
内部 LDO 和高侧 FET 的电源输入引脚。输入旁路电容器必须直接连接到此引脚和 GND。
GND
4
G
接地引脚。连接到低侧 FET 的源极以及控制器电路的接地引脚。连接到系统接地端以及 CIN
和 COUT 的接地侧。尽量缩短到 CIN 的距离。
SW
5
P
转换器的开关输出。在内部连接到高侧 FET 的源极和低侧 FET 的漏极。连接到功率电感器。
BST
6
P
高侧 FET 驱动器的自举电容连接。在该引脚与 SW 引脚之间连接一个 100nF 优质陶瓷电容
器。
A
TPS62932、TPS62933 和 TPS62933F 软启动控制引脚。连接到该引脚的外部电容器设置内
部电压基准上升时间。详细信息，请参阅节 9.3.7。必须在该引脚上连接一个最小 6.8nF 的陶
瓷电容器，这会将最小软启动时间设置为约 1ms。不能悬空。
A
TPS62933P 和 TPS62933O 开漏电源正常指示器，如果输出电压超出 PG 阈值、过压或器件
处于热关断、EN 关断或软启动期间，则该指示器将置为低电平。
SS/PG
7
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表 7-1. 引脚功能 (continued)
引脚
(1)
4
名称
编号
FB
8
类型(1)
说明
A
输出反馈输入。将 FB 连接到输出端和 GND 之间的外部电阻分压器的抽头上，以便设置输出
电压。
A = 模拟，P = 电源，G = 地
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8 规格
8.1 绝对最大额定值
在推荐的 -40°C 到 +150°C 工作结温范围内测得（除非另外说明）(1)
输入电压
最小值
最大值
VIN
-0.3
32
EN
–0.3
6
FB
–0.3
6
SW，直流
–0.3
32
–3
33
BST
–0.3
SW + 6
BST–SW
–0.3
6
SS/PG
–0.3
6
RT
–0.3
6
工作结温(2)
–40
150
存储温度
–65
150
SW，瞬态 < 10ns
输出电压
TJ
Tstg
(1)
(2)
单位
V
°C
超出绝对最大额定值 运行可能会对器件造成永久损坏。绝对最大额定值 并不表示器件在这些条件下或在建议运行条件 以外的任何其他
条件下能够正常运行。如果超出建议运行条件 但在绝对最大额定值 范围内使用，器件可能不会完全正常运行，这可能影响器件的可靠
性、功能和性能并缩短器件寿命。
尽管可以在高于 150°C 的结温下工作，但会缩短器件的使用寿命。
8.2 ESD 等级
值
V(ESD)
(1)
(2)
静电放电
单位
人体放电模型 (HBM)，符合 ANSI/ESDA/JEDEC JS-001，
所有引脚(1)
±2000
充电器件模型 (CDM)，符合 ANSI/ESDA/JEDEC JS-002 标
准，所有引脚(2)
±500
V
JEDEC 文件 JEP155 指出：500V HBM 可实现在标准 ESD 控制流程下安全生产。
JEDEC 文件 JEP157 指出：250V CDM 可实现在标准 ESD 控制流程下安全生产。
8.3 建议运行条件
在推荐的 -40°C 到 +150°C 工作结温范围内测得（除非另外说明）(1)
最小值
输入电压
30
EN
–0.1
5.5
FB
–0.1
5.5
PG
–0.1
5.5
0.8
22
–0.1
30
SW，直流
输出电流
温度
(1)
最大值
3.8
VOUT
输出电压
标称值
VIN
–3
32
BST
–0.1
SW + 5.5
BST-SW
–0.1
5.5
TPS62933、TPS62933x
0
3
TPS62932
0
2
-40
150
SW，瞬态 < 10ns
IOUT
运行结温，TJ
单位
V
A
°C
建议运行条件 表示器件可正常工作的条件，但不保证特定性能限制。有关符合要求的规格，请参阅电气特性。
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8.4 热性能信息
TPS6293x
热指标(1)
DRL (SOT583)，8 引脚
JEDEC(2)
EVM(3)
单位
RθJA
结至环境热阻
112.2
不适用
°C/W
RθJC(top)
结至外壳（顶部）热阻
29.1
不适用
°C/W
RθJB
结至电路板热阻
19.3
不适用
°C/W
ΨJT
结至顶部特征参数
1.6
不适用
°C/W
ΨJB
结至电路板特征参数
19.2
不适用
°C/W
RθJA_EVM
官方 EVM 板上的结至环境热阻
不适用
60.2
°C/W
(1)
(2)
(3)
有关新旧热指标的更多信息，请参阅半导体和 IC 封装热指标 应用报告。
此表中给出的 RθJA 值仅用于与其他封装的比较，不能用于设计目的。这些值是在标准 JEDEC 板上模拟得出的。它们并不代表在实际
应用中获得的性能。
实际的 RθJA 在 TI EVM（2 层，2 盎司覆铜厚度）上进行了测试。
8.5 电气特性
除非另外注明，否则本部分规定的电气额定值适用于本文档的所有规格。这些规格可解释为在该产品的使用寿命范围内，不会
导致器件参数或功能规格下降的各项条件。TJ = –40°C 至 +150°C，VIN = 3.8V 至 30V（除非另有说明）。
参数
测试条件
最小值
典型值
最大值
单位
电源电压（VIN 引脚）
VIN
3.8
工作输入电压
IQ
非开关静态电流
ISHDN
关断电源电流
VIN_UVLO
输入欠压锁定阈值
30
EN = 5V，VFB = 0.85V，TPS62932、
TPS62933 和 TPS62933P
12
EN = 5V，VFB = 1V，TPS62933F
125
EN = 5V，VFB = 1V，TPS62933O
45
VEN = 0V
µA
2
上升阈值
3.4
下降阈值
3.1
µA
3.6
3.8
3.3
3.5
Hysteresis
300
1.21
V
V
V
mV
使能（EN 引脚）
VEN_RISE
启用阈值
上升使能阈值
VEN_FALL
禁用阈值
下降禁用阈值
Ip
EN 上拉电流
Ih
EN 上拉迟滞电流
1.1
1.28
V
1.17
V
VEN = 1.0 V
0.7
µA
VEN = 1.5V
1.4
µA
电压基准（FB 引脚）
VFB
FB 电压
IFB
TJ = 25°C
792
800
808
mV
TJ = 0°C 至 85°C
788
800
812
mV
TJ = -40°C 至 150°C
784
800
816
mV
0.15
μA
VFB = 0.8 V
输入漏电流
集成功率 MOSFET
RDSON_HS
高侧 MOSFET 导通电阻
TJ = 25°C，VBST – SW = 5V
76
mΩ
RDSON_LS
低侧 MOSFET 导通电阻
TJ = 25°C
32
mΩ
电流限值
IHS_LIMIT
6
高侧 MOSFET 电流限制
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TPS62933 和 TPS62933x
4.2
5
5.8
TPS62932
2.8
3.4
4
A
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8.5 电气特性 (continued)
除非另外注明，否则本部分规定的电气额定值适用于本文档的所有规格。这些规格可解释为在该产品的使用寿命范围内，不会
导致器件参数或功能规格下降的各项条件。TJ = –40°C 至 +150°C，VIN = 3.8V 至 30V（除非另有说明）。
参数
测试条件
ILS_LIMIT
低侧 MOSFET 电流限制
ILS_NOC
反向电流限制
IPEAK_MIN
最小峰值电感器电流
TPS62933 和 TPS62933x
TPS62932
TPS62933F
最小值
典型值
最大值
2.9
3.8
4.5
2
2.5
3
1.2
2.4
3.6
TPS62933、TPS62933P 和 TPS62933O
0.75
TPS62932
0.53
单位
A
A
A
软启动 (SS PIN)
ISS
软启动充电电流
TPS62932、TPS62933 和 TPS62933F
TSS
固定内部软启动时间
TPS62933P 和 TPS62933O
4.5
5.5
6.5
2
μA
ms
电源正常（PG 引脚）
85%
VFB 下降，PG 从高到低
VPGTH
PG 阈值，VFB 百分比
TPG_R
VFB 上升，PG 从低到高
90%
VFB 下降，PG 从低到高
110%
VFB 上升，PG 从高到低
115%
PG 从低到高
70
μs
PG 延迟时间
PG 从高到低
18
μs
VIN_PG_VALID
有效 PG 输出的最小 VIN
在 PG 小于 0.5V 且 100kΩ 上拉至外部
5V 时测得
2
VPG_OL
PG 输出低电平电压
IPG = 0.5mA
IPG_LK
开漏为高电平时的 PG 漏电流
VPG = 5.5V
-1
RT = 悬空
450
500
550
RT = GND
1000
1200
1350
PG 延迟时间
TPG_F
2.5
V
0.3
V
1
μA
振荡器频率（RT 引脚）
fSW
开关中心频率
fSW_min
tON_MIN
tOFF_MIN (1)
tON_MAX
310
RT = 9.09kΩ
2100
TPS62933O
30
kHz
最小 ON 脉冲宽度
70
ns
最小 OFF 脉冲宽度
140
ns
最大 ON 脉冲宽度
7
μs
最小开关频率
(1)
(1)
kHz
RT = 71.5kΩ
输出过压和欠压保护
VOVP
输出 OVP 阈值
VUVP
输出 UVP 阈值
thiccup_ON
软启动结束后进入断续模式之前的
UV 断续导通时间
thiccup_OFF
重新启动前的 UV 断续关断时间
OVP 检测 (L→H)
112%
115%
迟滞
5%
UVP 检测 (H→L)
65%
118%
256
μs
10.5 ×
tSS
s
关断温度
165
°C
迟滞
30
℃
fSW/128
kHz
热关断
TSHDN (1)
THYS
热关断阈值
(1)
展频频率
fm
调制频率
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8.5 电气特性 (continued)
除非另外注明，否则本部分规定的电气额定值适用于本文档的所有规格。这些规格可解释为在该产品的使用寿命范围内，不会
导致器件参数或功能规格下降的各项条件。TJ = –40°C 至 +150°C，VIN = 3.8V 至 30V（除非另有说明）。
参数
fspread
(1)
8
测试条件
内部展频振荡器频率
最小值
典型值
最大值
单位
±6%
未经生产测试，由设计指定。
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8.6 典型特性
TJ = –40°C 至 150°C，VIN = 12V（除非另有说明）。
5
18
17
4
16
ISHDN (µA)
IQ (µA)
15
14
13
3
2
12
1
11
10
-40
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
0
-40
160
-20
图 8-1. TPS62933 静态电流与结温间的关系
120
140
160
50
45
RDSON_LS (mohm)
120
RDSON_HS (mohm)
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
图 8-2. 关断电流与结温间的关系
140
100
80
60
40
-40
0
40
35
30
25
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
20
-40
160
-20
图 8-3. 高侧 RDSON 与结温间的关系
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
160
图 8-4. 低侧 RDSON 与结温间的关系
820
1.35
815
1.3
805
VEN_RISE (V)
VFB (mV)
810
800
795
1.25
1.2
790
1.15
785
780
-40
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
图 8-5. 反馈电压与结温间的关系
Copyright © 2022 Texas Instruments Incorporated
120
140
160
1.1
-40
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
160
图 8-6. 启用阈值与结温间的关系
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9
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8.6 典型特性 (continued)
1.3
3.65
1.25
3.6
VIN UVLO RISE (V)
VEN_FALL (V)
TJ = –40°C 至 150°C，VIN = 12V（除非另有说明）。
1.2
1.15
1.1
3.55
3.5
3.45
1.05
-40
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
3.4
-40
160
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
160
图 8-8. VIN UVLO 上升阈值与结温间的关系
3.5
600
3.45
575
3.4
550
fSW at RT floating (kHz)
VIN UVLO FALL (V)
图 8-7. 禁用阈值与结温间的关系
-20
3.35
3.3
3.25
3.2
3.15
525
500
475
450
425
3.1
-40
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
400
-40
160
图 8-9. VIN UVLO 下降阈值与结温间的关系
0
40
80
Junction Temperature (°C)
120
160
图 8-10. 开关频率（RT 悬空）与结温间的关系
4
5.2
5.15
3.9
3.8
5.05
ILS_LIMIT (A)
IHS_LIMIT (A)
5.1
5
4.95
3.7
3.6
4.9
3.5
4.85
4.8
-40
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
图 8-11. TPS62933 高侧电流限值与结温间的关系
10
Submit Document Feedback
140
160
3.4
-40
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
160
图 8-12. TPS62933 低侧电流限值与结温间的关系
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8.6 典型特性 (continued)
3.6
2.8
3.5
2.7
3.4
2.6
ILS_LIMIT (A)
IHS_LIMIT (A)
TJ = –40°C 至 150°C，VIN = 12V（除非另有说明）。
3.3
2.5
3.2
2.4
3.1
2.3
3
-40
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
2.2
-40
160
图 8-13. TPS62932 高侧电流限值与结温间的关系
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
160
图 8-14. TPS62932 低侧电流限值与结温间的关系
117
66
116
VUVP (%)
VOVP (%)
65
115
64
114
113
-40
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
63
-40
160
图 8-15. OVP 阈值与结温间的关系
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
140
160
图 8-16. UVP 阈值与结温间的关系
100
5.8
95
5.7
90
Efficiency (%)
ISS (µA)
85
5.6
5.5
80
75
70
65
5.4
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
60
55
5.3
-40
-20
0
20
40
60
80 100
Junction Temperature (°C)
120
图 8-17. 软启动充电电流与结温间的关系
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140
160
50
0.001
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
0.5
1
2 3
图 8-18. TPS62933 效率，VOUT = 3.3V，
fSW = 500kHz，L = 4.7µH
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8.6 典型特性 (continued)
100
100
95
95
90
90
85
85
Efficiency (%)
Efficiency (%)
TJ = –40°C 至 150°C，VIN = 12V（除非另有说明）。
80
75
70
65
75
70
65
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
60
55
50
0.001
80
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
0.5
1
60
50
0.001
2 3
100
100
90
90
80
80
70
70
60
50
40
30
10
0.5
1
2 3
50
40
0.001
0.01
0.05
I-Load (A)
0.2
0.5 1
10
0
0.001
2
0.8
80
0.6
60
50
40
30
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
0.5
图 8-23. TPS62933O 效率，VOUT = 5V，
fSW = 500kHz，L = 6.8µH
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1
2 3
Load Regulation (%)
1
90
10
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
0.5
1
2 3
图 8-22. TPS62933F 效率，VOUT = 5V，
fSW = 500kHz，L = 6.8µH
100
20
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
20
70
Efficiency (%)
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
60
图 8-21. TPS62932 效率，VOUT = 5V，
fSW = 500kHz，L = 10µH
12
0.02
30
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
20
0
0.001
0.005
图 8-20. TPS62933 效率，VOUT = 12V，
fSW = 500kHz，L = 12µH
Efficiency (%)
Efficiency (%)
图 8-19. TPS62933 效率，VOUT = 3.3V，
fSW = 1200kHz，L = 2.2µH
0
0.0001
Vin=19V
Vin=24V
55
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
-0.6
-0.8
-1
0.001
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
0.5
1
2 3
图 8-24. TPS62933 负载调节，
VOUT = 3.3V，fSW = 500kHz
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8.6 典型特性 (continued)
1
1
0.8
0.8
0.6
0.6
Load Regulation (%)
Load Regulation (%)
TJ = –40°C 至 150°C，VIN = 12V（除非另有说明）。
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
-0.6
-0.8
-1
0.001
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
0.5
1
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
Vin=19V
Vin=24V
-0.8
-1
0.001
2 3
0.005
1
1
0.8
0.8
0.6
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
-0.6
-0.8
-1
0.0001
0.001
0.01
0.05
I-Load (A)
0.2
1
2 3
0.5 1
0.2
0
-0.2
-0.4
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
-0.6
-0.8
-1
0.001
2
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
0.5
1
2 3
图 8-28. TPS62933F 负载调节，
VOUT = 5V，fSW = 500kHz
1
1
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
0.8
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
Iout=0A
Iout=0.03A
Iout=0.3A
Iout=1.5A
Iout=3A
0.8
0.6
Line Regulation (%)
0.6
Load Regulation (%)
0.5
0.4
图 8-27. TPS62932 负载调节，
VOUT = 5V，fSW = 500kHz
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.6
-0.8
-0.8
-1
0.0001
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
图 8-26. TPS62933 负载调节，
VOUT = 12V，fSW = 500kHz
Load Regulation (%)
Load Regulation (%)
图 8-25. TPS62933 负载调节，
VOUT = 3.3V，fSW = 1200kHz
0.02
-1
0.001
0.01
0.05
I-Load (A)
0.2
图 8-29. TPS62933O 负载调节，
VOUT = 5V，fSW = 500kHz
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0.5 1
2 3
5
7.5
10
12.5
15
17.5 20
Vin (V)
22.5
25
27.5
30
图 8-30. TPS62933 线路调节，
VOUT = 3.3V，fSW = 500kHz
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8.6 典型特性 (continued)
TJ = –40°C 至 150°C，VIN = 12V（除非另有说明）。
1
1
0.8
Line Regulation (%)
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
0.8
0.6
Line Regulation (%)
Iout=0A
Iout=0.03A
Iout=0.3A
Iout=1.5A
Iout=3A
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.6
-0.8
-0.8
-1
12
Iout=0.02A
Iout=2A
-1
14
16
18
20
22
Vin (V)
24
26
28
30
5
图 8-31. TPS62933 线路调节，
VOUT = 12V，fSW = 500kHz
1
1
0.8
0.8
0.6
0.6
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
12.5
15
17.5 20
Vin (V)
22.5
25
27.5
30
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
Iout=0A
Iout=3A
-0.8
-1
-1
6
8
10
12
14
16
18 20
Vin (V)
22
24
26
28
30
6
图 8-33. TPS62933F 线路调节，
VOUT = 5V，fSW = 500kHz
400
1200
300
200
12
14
16
18 20
Vin (V)
22
24
26
28
30
1000
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
Vin=30V
800
600
400
100
0
0.001
10
1400
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
Vin=30V
Frequency (kHz)
500
8
图 8-34. TPS62933O 线路调节，
VOUT = 5V，fSW = 500kHz
600
Frequency (kHz)
10
-0.6
Iout=0A
Iout=3A
-0.8
200
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
0.5
1
2 3
图 8-35. TPS62933 开关频率与负载电流间的关系，VOUT = 3.3V，
fSW = 500kHz
（RT 悬空）
14
7.5
图 8-32. TPS62932 线路调节，VOUT = 5V，fSW = 500kHz
Line Regulation (%)
Line Regulation (%)
0.4
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0
0.001
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
0.5
1
2 3
图 8-36. TPS62933 开关频率与负载电流间的关系，VOUT = 3.3V，
fSW = 1200kHz
（RT 至 GND）
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8.6 典型特性 (continued)
TJ = –40°C 至 150°C，VIN = 12V（除非另有说明）。
1400
Frequency (kHz)
1200
1000
800
600
400
200
fSW=500kHz
fSW=1200kHz
0
4
6
8
10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30
Vin (V)
图 8-37. TPS62933 开关频率与 VIN 间的关系，VOUT = 3.3V，IOUT = 3A
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9 详细说明
9.1 概述
TPS62932 和 TPS62933x 都是具有两个集成 N 沟道 MOSFET 的 30V、2A 和 3A 同步降压转换器。它们采用固
定频率峰值电流控制模式，可实现快速瞬态响应以及出色的线路和负载调节。这些器件具有经过优化的内部环路
补偿功能，因此在宽输出电压和开关频率范围内无需外部补偿元件。
集 成 的 76mΩ 和 32mΩ MOSFET 允 许 高 效 率 电 源 设 计 ， 其 连 续 输 出 电 流 高 达 2A (TPS62932) 或 3A
（TPS62933 和 TPS62933x）。反馈基准电压设计为 0.8V。输出电压可从 0.8V 降至 22V。这些器件非常适合由
5V、12V、19V 和 24V 总线电源轨供电的系统。
TPS6293x 针对安全地单调启动至预偏置负载而设计。默认启动条件为 VIN 等于 3.8V。器件启用后，输出从 0V
平稳上升至其稳定电压。TPS6293x 在空载下不开关时具有低工作电流，尤其是 TPS62932、TPS62933 和
TPS62933P，其工作电流为 12μA（典型值）。TPS6293x 禁用后，电源电流约为 2µA（典型值）。这些特性非
常有益于在低功耗运行时延长电池寿命。
脉冲频率调制 (PFM) 模式让 TPS62932、TPS62933 和 TPS62933P 能够更大限度地提高轻负载效率。连续电流
模式让 TPS62933F 在所有负载条件下都具有低输出纹波。TPS62933O 在 Out-of-Audio 模式下运行，可避免可
闻噪声。
EN 引脚有一个内部上拉电流，可用于通过两个外部电阻器调整输入电压欠压锁定 (UVLO)。此外，EN 引脚可以
悬空，以便器件使用内部上拉电流运行。
开关频率可以通过配置 RT 引脚在 200kHz 至 2.2MHz 之间进行设置，从而可以在选择输出滤波器元件时优化系统
效率和解决方案尺寸。TPS62932、TPS62933、TPS62933P 和 TPS62933O 具有展频功能，有助于降低 EMI 噪
声。
将一个小值电容器或电阻分压器连接到 TPS62932、TPS62933 和 TPS62933F 的 SS 引脚，可实现软启动时间设
置或电压跟踪。TPS62933P 和 TPS62933O 通过 PG 引脚指示电源正常状态。
这些器件具有导通时间延长功能，最大导通时间为 7μs（典型值）。在低压差操作期间，高侧 MOSFET 最多可
导通 7μs，然后高侧 MOSFET 关断，同时低侧 MOSFET 导通，最短关断时间为 140ns（典型值）。这些器件支
持最大 98% 的占空比。
这些器件通过集成自举电路减少外部元件数量。BST 和 SW 引脚间连接的电容器为集成高侧 MOSFET 提供偏置
电压。UVLO 电路监控自举电容器电压 VBST-SW。当它降至 2.5V（典型值）的预设阈值以下时，SW 引脚会被拉
低，以便为自举电容器充电。
高侧 MOSFET 的逐周期电流限制可在过载情况下保护器件，并通过低侧拉电流限制防止电流失控，从而增强限制
效果。TPS6293x 提供输出欠压保护 (UVP)，当稳压输出电压因过流被触发而低于标称电压的 65% 时，经过约
256μs（典型值）抗尖峰时间后，高侧和低侧 MOSFET 均关断，同时器件进入断续模式。
这些器件通过利用过压比较器来更大限度地减少过多的输出过压瞬变。当经调节的输出电压高于标称电压的 115%
时，过压比较器便会激活，并会关闭并禁止开启高侧 MOSFET，直到输出电压低于标称电压的 110%。
当芯片温度 TJ 超过 165°C 时，热关断会禁用器件，而当 TJ 降至 30°C 的迟滞量以下后，则会再次启用器件。
16
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9.2 功能方框图
EN
VCC
Enable
ISS
LDO
VIN
Precision
Enable
PG
BST
HSI Sense
SS
SS/PG
REF
EA
FB
–
+
RC
TSD
UVLO
CC
PWM CONTROL LOGIC
PFM
Detector
SW
Slope
Comp
Ton_min/Toff_min
Detector
Freq
Foldback
HICCUP
Detector
Zero
Cross
LSI Sense
Oscillator
FB
GND
RT
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9.3 特性说明
9.3.1 固定频率峰值电流模式
TPS6293x 的以下运行说明涉及功能方框图和图 9-1 中的波形。TPS6293x 是一款同步降压转换器，具有集成式
高侧 (HS) 和低侧 (LS) MOSFET（同步整流器）。TPS6293x 通过使用受控的占空比打开高侧和低侧 NMOS 开关
来提供稳定的输出电压。高侧开关导通期间，SW 引脚电压上升至约 VIN ，电感器电流 iL 以线性斜率 (VIN –
VOUT)/L 增加。当高侧开关被控制逻辑断开时，低侧开关在经过反击穿死区时间后将会导通。电感电流通过低侧开
关以斜率 VOUT/L 放电。降压转换器的控制参数为占空比 D = tON/tSW，其中 tON 是高侧开关导通时间，tSW 是开关
周期。转换器控制环路通过调整占空比 D 来维持恒定的输出电压。在可忽略损耗的理想降压转换器中，D 与输出
电压成正比，与输入电压成反比：D = VOUT/VIN。
VSW
SW Voltage
VIN
D = tON/ TSW
tOFF
tON
t
0
TSW
iL
Inductor Current
ILPK
IOUT
¨LL
0
t
图 9-1. 连续导通模式 (CCM) 下的 SW 节点和电感器电流波形
TPS6293x 采用固定频率峰值电流模式控制。它使用电压反馈环路并基于失调电压通过调节峰值电流响应来获得
精确的直流电压调节。通过检测高侧开关的峰值电感电流，并与峰值电流阈值进行比较来控制高侧开关的导通时
间。电压反馈环路具有内部补偿功能，需要较少外部组件，设计简单，并且几乎在所有输出电容组合下均可稳定
地工作。
9.3.2 脉冲频率调制
TPS62932、TPS62933 和 TPS62933P 可以在轻负载电流调节下以脉冲频率调制 (PFM) 模式运行，以便提高轻
负载效率。
当负载电流低于 CCM 下峰峰值电感电流的一半时，器件以断续导通模式 (DCM) 运行。在 DCM 运行下，当电感
电流降至 ILS_ZC 时，低侧开关会关闭，以便提高效率。与轻负载调节下的强制 CCM 模式运行相比，DCM 模式可
减少开关损耗和导通损耗。
电流负载更小时，将会触发脉冲频率调制 (PFM) 模式以维持高效率运行。当达到最短高侧开关导通时间 (tON_MIN)
或者最小峰值电感电流 (IPEAK_MIN) 时，器件将会降低开关频率以保持电压稳定。在 PFM 模式下，当负载电流下
降时，控制环路会降低开关频率，以便保持输出电压稳定。PFM 运行模式下，由于开关动作频率更低，其开关损
耗得以进一步降低。由于集成电流比较器仅捕获峰值电感器电流，因此进入 PFM 模式的平均负载电流会随应用和
外部输出 LC 滤波器的变化而变化。
在 PFM 模式下，高侧 MOSFET 在一个或多脉冲突发中导通，为负载提供电源。突发的持续时间取决于反馈电压
达到 VREF 所需的时间。通过调整上述突发的周期可调节输出，而过零电流检测会关闭低侧 MOSFET 以更大限度
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地提高效率。该模式可减少在轻负载下调节输出电压所需的输入电源电流值，从而提供高轻负载效率。这能够在
更大的输出电压纹波和可变的开关频率下实现非常好的轻负载效率。
9.3.3 电压基准
内部基准电压 VREF 设计为 0.8V（典型值）。转换器的负反馈系统针对具有温度稳定性的内部带隙电路输出进行
调节，从而在整个温度范围内生成 ±2% 精密反馈电压 VFB。
9.3.4 输出电压设置
为在整个工作温度范围内保持严格的稳压输出电压，设计中使用了一个 0.8V 的精密基准电压 VREF。输出电压通
过输出电压和 FB 引脚间的电阻分压器进行设置。TI 建议使用容差为 1% 且温度系数低的电阻器作为 FB 分压器。
根据所需的分压器电流选择合适的低侧电阻值 RFBB ，并使用方程式 1 来计算高侧 RFBT 。在极轻负载条件下，
RFBB 越低，分压器电流越大，同时效率也越低。RFBB 越大，FB 电压越容易受到噪声的影响，因此如果 RFBB 值
较大，则需要更加仔细地设计 PCB 上的反馈路径。对于大多数应用，建议使用 RFBB = 10kΩ 且 RFBT 在 10kΩ
至 300kΩ 范围内。
电阻分压器的容差和温度变化将影响输出电压调节。
VOUT
RFBT
FB
RFBB
图 9-2. 输出电压设置
R FBT =
V OUT - V REF
V REF
× R FBB
(1)
其中
• VREF 为 0.8V（内部基准电压）。
• RFBB 为 10kΩ（推荐）。
9.3.5 开关频率选择
开关频率由 RT 输入的条件设置。此输入的条件在器件首次启用时进行检测。一旦转换器运行，开关频率选择是
固定的，并且在下一个上电周期或 EN 切换前不能改变。表 9-1 展示了选择编程。在可调频率模式下，通过正确
选择 RT 电阻值，可以在 200kHz 和 2200kHz 之间设置开关频率。请参阅方程式 2。
(2)
其中
• RT 为 RT 定时电阻的值，以 kΩ 为单位。
• fSW 为开关频率，以 kHz 为单位。
表 9-1. RT 引脚电阻设置
RT 引脚
电阻
开关频率
浮动
> 280kΩ
500kHz
GND
< 1kΩ
1200 kHz
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表 9-1. RT 引脚电阻设置 (continued)
RT 引脚
电阻
开关频率
RT 至 GND
8.9kΩ 至 111kΩ
200 kHz 至 2200 kHz
图 9-3 表示设置所需开关频率所需的 RT 电阻值。
2200
2000
1800
1600
fSW (kHz)
1400
1200
1000
800
600
400
200
0
8
18
28
38
48
58 68 78
RT (kohm)
88
98
108 118
图 9-3. 开关频率与 RT 间的关系
在以下四种情况下，开关频率不符合 RT 引脚设置的条件：
•
•
•
•
轻负载运行（PFM 模式）
低压降运行
最短导通时间运行
电流限制被触发
在所有这些情况下，开关频率折返，这意味着它小于 RT 引脚编程的频率。在这些条件下，输出电压保持稳定，
但在电流限值运行情况下除外。
9.3.6 启用并调节欠压锁定
器件的 EN 引脚可提供电气开/关控制功能。当 EN 引脚电压超过使能阈值电压 VEN_RISE 时，TPS6293x 便开始工
作。如果 EN 引脚电压被拉至禁用阈值电压 VEN_FALL 以下，稳压器会停止开关并进入关断模式。
EN 引脚具备一个内部上拉电流源，使用户可以悬空 EN 引脚以启用器件。如果应用需要控制 EN 引脚，可采用一
个漏极开路或集电极开路或 GPIO 输出逻辑与该引脚连接。
TPS6293x 可在 VIN 引脚上实现内部欠压锁定 (UVLO) 电路。当 VIN 引脚电压降至内部 VIN_UVLO 阈值以下时，该
器件被禁用。内部 VIN_UVLO 阈值的迟滞典型值为 300mV。如果应用需要 VIN 引脚上具有更高的 UVLO 阈值，则
可以如图 9-4 中所示配置 EN 引脚。使用外部 UVLO 功能时，建议将迟滞值设置为大于 500mV。
EN 引脚具有较小的上拉电流 Ip，该电流将 EN 引脚的默认状态设置为在未连接外部元件时启用。当 EN 引脚电压
超过使能阈值时，上拉迟滞电流 Ih 用于控制 UVLO 功能的迟滞电压。使用方程式 3 和方程式 4 来计算 R1 和 R2
在指定 UVLO 阈值下的值。R1 和 R2 稳定下来之后，可以通过方程式 5 计算 VEN，该电压在最大 VIN 时必须低于
5.5V。
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VIN
Device
R1
Ip
Ih
EN
R2
图 9-4. 可调节 VIN 欠压锁定
(3)
R2
VEN
R1 u VEN_FALL
VSTOP
VEN_FALL
R1 u Ip
R2 u VIN +R1 u R2 u Ip
Ih
(4)
Ih
R1+R2
(5)
其中
•
•
•
•
•
•
Ip 为 0.7µA。
Ih 为 1.4µA。
VEN_FALL 为 1.17V。
VEN_RISE 为 1.21V。
VSTART 是启用器件的输入电压。
VSTOP 是禁用器件的输入电压。
9.3.7 外部软启动和预偏置软启动
TPS62932、TPS62933 和 TPS62933F 的 SS 引脚用于在驱动容性负载时更大限度地减小浪涌电流。这些器件使
用内部基准电压 VREF 或 SS 引脚电压中的较低电压作为基准电压，并相应地调节输出。SS 引脚至接地的电容器
实现了软启动时间。该器件具有一个内部上拉电流源，用于为外部软启动电容器充电。可使用方程式 6 来计算软
启动时间（tSS，0% 至 100%）和软启动电容 (CSS)。
t SS
CSS u VREF
ISS
(6)
其中
• VREF 为 0.8V（内部基准电压）。
• ISS 为内部上拉电流，典型值为 5.5µA。
如果输出电容器在启动时预偏置，器件将开始切换，只有在内部基准电压大于反馈电压 VFB 时才会开始逐步升
高。此方案可确保转换器顺畅上升至调节点。
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连接到 SS 引脚的电阻分压器可以实现对另一个电源轨的电压跟踪。
9.3.8 电源正常
TPS62933P 和 TPS62933O 具有内置电源正常 (PG) 功能，可指示输出电压是否已达到适当水平。PG 信号可用
于多个电源轨的启动排序。PG 引脚是开漏输出，需要一个上拉电阻器来连接低于 5.5V 的任何电压。TI 建议使用
10kΩ 至 100kΩ 的上拉电阻器。该器件可以灌入约 4mA 的电流并保持其指定的逻辑低电平。一旦 FB 引脚电压
介于内部基准电压 (VREF) 的 90% 和 110% 之间并且经过 70μs 的抗尖峰时间，PG 将变为高阻抗状态。当 FB 引
脚电压低于内部基准电压的 85% 或高于内部基准电压的 115%，或者发生热关断、EN 关断或 UVLO 时，PG 引
脚会在 18μs 的抗尖峰时间后被拉低。VIN 必须一直提供，才能使 PG 引脚保持低电平。
表 9-2. PG 状态
PG 逻辑状态
器件状态
高阻态
VFB 不会触发 VPGTH
启用（EN = 高电平）
低
√
VFB 会触发 VPGTH
√
关断（EN = 低电平）
√
UVLO
2.5 V < VIN < VUVLO
√
热关断
TJ > TSD
√
电源移除
VIN < 2.5V
√
9.3.9 最短导通时间、最短关断时间和频率折返
最短导通时间 (tON_MIN) 是高侧开关可以导通的最短时间。TPS6293x 中的 tON_MIN 通常为 70ns。最短关断时间
(tOFF_MIN) 是高侧开关可以关断的最短持续时间。TOFF_MIN 通常为 140ns。在 CCM 运行模式下，tON_MIN 和
tOFF_MIN 将限制电压转换范围，而没有开关频率折返。
不允许频率折返的最小占空比为：
DMIN = t ON _MIN × fSW
(7)
不允许频率折返的最大占空比为：
DMAX = 1 F t OFF _MIN × fSW
(8)
给定所需的输出电压时，无频率折返的最大 VIN 为：
VIN_MAX =
fSW
VOUT
× t ON _MIN
(9)
无频率折返的最小 VIN 为：
VIN_MIN =
VOUT
1 F fSW × t OFF _MIN
(10)
在 TPS6293x 中，一旦 tON_MIN 或 tOFF_MIN 被触发，就会采用频率折返方案，这可以延长最大占空比或降低最小
占空比。
导通时间会随着 VIN 电压的增加而减少。一旦导通时间降至 tON_MIN，开关频率就会开始降低，同时 VIN 继续升
高，这进一步降低了占空比，从而使 VOUT 保持在符合方程式 7 的稳压范围内。
一旦在低 VIN 条件下需要更大的占空比，频率折返方案也适用。一旦器件达到其 tOFF_MIN，频率就会降低，从而根
据方程式 8 延长最大占空比。宽频率折返范围使 TPS6293x 输出电压能够在电源电压 VIN 大幅降低的情况下保持
稳定，从而实现更低的有效压降。
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在发生频率折返的情况下，fSW 减小时，VIN_MAX 将升高，而 VIN_MIN 将会降低。
1300
1500
1200
1250
Frequency (kHz)
fSW (kHz)
1100
1000
900
800
1000
750
500
700
600
500
12
Iout=3A
Iout=1.5A
250
Iout=1.5A
Iout=3A
0
14
16
18
20
22
Vin (V)
24
26
28
30
4
图 9-5. tON_MIN 时的频率折返，
VOUT = 1.8V，fSW = 1200kHz
5
6
7
8
Vin (V)
9
10
11
12
图 9-6. tOFF_MIN 时的频率折返，
VOUT = 5V，fSW = 1200kHz
9.3.10 扩频频谱
为了降低 EMI，TPS62932、TPS62933、TPS62933P 和 TPS62933O 引入了展频功能。抖动范围通常在开关频
率的 ±6% (Δfc) 之间，调制频率 fm = fSW/128。展频的目的是通过在比具有固定频率运行的器件更宽的频率范围
内分散发射来消除特定频率下的峰值发射。图 9-7 展示了展频调制。图 9-8 展示了能量以中心频率 fc 传播。
fmax = fc * (1 + 6%)
Center Frequency fc
fmin = fc * (1 - 6%)
Modulation Frequency fm = fsw/128
图 9-7. 展频频谱图
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Energy
fm
fc
Frequency
图 9-8. 能量与频率间的关系
9.3.11 过压保护
该器件包含一个输出过压保护 (OVP) 电路，以便更大限度地减少输出电压过冲。OVP 功能会将 FB 引脚电压与
OVP 阈值进行比较来更大限度地减少过冲。如果 FB 引脚电压大于 OVP 阈值的 115%，则高侧 MOSFET 将关
闭，从而防止电流流向输出并更大限度地减少输出过冲。当 FB 引脚电压降至低于 OVP 阈值减去迟滞时，则允许
高侧 MOSFET 在下一个时钟周期导通。此功能是一项非闩锁保护。
9.3.12 过流和欠压保护
TPS6293x 整合了峰值和谷值电感器电流限值，可为器件提供过载和短路保护，并限制最大输出电流。谷值电流
限值可防止电感器电流在输出短路期间耗尽，而峰值和谷值限值则协同工作，以限制转换器的最大输出电流。另
外还针对持续短路整合了断续模式。
当高侧开关在设定的消隐时间 (tON_MIN) 后导通时，便会检测到高侧开关电流，高侧开关的峰值电流受峰值电流阈
值 IHS_LIMIT 的限制。此外，还将对流经低侧开关的电流进行检测和监控。当低侧开关导通时，电感电流开始下
降。
当器件过载时，会达到一个电感器电流谷值在下一个时钟周期之前无法达到低于 ILS_LIMIT 的点，然后低侧开关会
保持导通，直到电感器电流上升到低于谷值电流阈值 ILS_LIMIT，然后低侧开关会断开，高侧开关会在死区时间后导
通。发生这种情况时，谷值电流限值控制会跳过该周期，从而导致开关频率下降。进一步过载会导致开关频率继
续下降，输出电压仍保持稳定。随着过载的增加，电感电流纹波和峰值电流都将增加，直至达到高侧电流限值
IHS_LIMIT,。触发此限值后，开关占空比会降低，输出电压会下降到超出稳压范围。这表示转换器的最大输出电
流，根据方程式 11 得出近似值。当器件更深入地进入过载状态时，输出电压和开关频率继续下降，而输出电流保
持在大约 IOMAX。还有另一种情况，那就是如果电感器纹波电流较大，则可以在达到低侧限值之前触发高侧电流限
值。在本例中，方程式 12 给出了近似的最大输出电流。
IOMAX |
IHS _ LIMIT +ILS _ LIMIT
IOMAX | IHS _ LIMIT
(11)
2
(VIN -VOUT ) VOUT
u
2 u L u fSW
VIN
(12)
此外，如果严重过载或短路导致 FB 电压降至 VUVP 阈值以下、VREF 的 65% 和触发电流限制，并且此情况持续时
间超过断续导通时间（典型值为 256μs），则转换器将进入断续模式。在该模式下，器件会在断续关断时间
(10.5 × tSS) 内停止开关，然后以软启动时间进入正常重启。如果过载或短路情况仍然存在，器件将在电流限制下
运行，然后再次关断。只要过载或短路情况仍然存在，该循环就会重复。该运行模式可在输出持续过载或短路期
间降低器件的温升。输出短路情况消除后，输出电压将恢复为正常的稳压值。
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在 FCCM 下，电感器电流可以是负值。当此电流超过低侧负电流限值 ILS_NEG 时，低侧开关将断开，高侧开关将
立即导通，用于保护低侧开关免受过大的负电流。
9.3.13 热关断保护
器件的结温 (TJ) 由内部温度传感器监控。如果 TJ 超过 165°C（典型值），器件会进入热关断状态，同时高侧和低
侧功率 FET 都会关断。当 TJ 降至 30°C（典型值）的迟滞量以下时，转换器从软启动开始恢复正常运行。
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9.4 器件功能模式
9.4.1 模式概述
随着负载变化，TPS6293x 会在 CCM、DCM、PFM、OOA 和 FCCM 模式之间切换。根据负载电流，TPS6293x
会处于以下模式之一：
•
•
•
•
•
连续导通模式 (CCM)：开关频率固定，负载电流大于峰峰值电感电流纹波的一半
非连续导通模式 (DCM)：开关频率固定，CCM 运行下负载电流小于峰峰值电感电流纹波一半
脉冲频率调制模式 (PFM)：轻负载条件下，开关频率下降
Out-of-Audio 模式：在极轻负载条件下，开关频率下降，但始终高于 30kHz
强制连续导通模式 (FCCM)：开关频率固定，即使在轻负载条件下也是如此
9.4.2 重负载运行
当负载电流大于峰峰值电感器电流的一半时，TPS6293x 采用连续导通模式 (CCM) 运行。在 CCM 下运行时，通
过以恒定频率切换和调制占空比来调节输出电压，从而控制负载的电源。调节输出电压可提供出色的线路和负载
调节以及最小的输出电压纹波，并且 TPS6293x 可提供 2A 或 3A 的最大连续输出电流。
9.4.3 轻负载运行
TPS62932、TPS62933 和 TPS62933P 可以在轻负载电流调节下以脉冲频率调制 (PFM) 模式运行，以便提高轻
负载效率。
当负载电流不到 CCM 中峰峰值电感器电流的一半时，器件会以不连续导通模式 (DCM)（也称二极管仿真模式
(DEM)）下运行。在 DCM 运行下，当电感电流降至 ILS_ZC 时，低侧开关会关闭，以便提高效率。与轻负载调节
下的强制 CCM 模式运行相比，DCM 模式可减少开关损耗和导通损耗。
电流负载更小时，将会触发脉冲频率调制 (PFM) 模式以维持高效率运行。当达到最短导通时间 (tON_MIN) 或者最小
峰值电感电流（IPEAK_MIN，典型值为 750mA）时，器件将会降低开关频率以保持电压稳定。在 PFM 模式下，当
负载电流下降时，控制环路会降低开关频率，以便保持输出电压稳定。PFM 运行模式下，由于开关动作频率更
低，其开关损耗得以进一步降低。模式变化的输出电流取决于输入电压、电感值和编程的开关频率。对于在给定
条件下必须知道开关频率的应用，必须在设计完成之前仔细测试 PFM 和 CCM 之间的转换。
9.4.4 Out-of-Audio 运行模式
TPS62933O 实现了 Out-of-Audio (OOA) 模式，这是一种独特的控制功能，即使在空载条件下，也能将开关频率
保持在可闻频率（20Hz 至 20kHz）以上。在 OOA 模式下运行时，最小开关频率会被钳位在 30kHz 以上，从而
避免了系统出现可闻噪声。是否进入 OOA 模式取决于输出 LC 滤波器。
9.4.5 强制连续导通运行模式
根据设计，在轻负载条件下，TPS62933F 以强制连续导通模式 (FCCM) 运行。在 FCCM 期间，开关频率在整个
负载范围内维持在一个恒定的水平，因此适用于需要严格控制开关频率和输出电压纹波的应用，但其代价是轻负
载条件下的效率较低。对于某些音频应用，这种模式有助于避免因开关频率下降至可闻范围内而引入一些“噪
声”。
9.4.6 压降运行
任何降压转换器的压降性能都受功率 MOSFET 的 RDSON、电感器的直流电阻和控制器可实现的最大占空比的影
响。当输入电压电平接近输出电压时，高侧 MOSFET 的关断时间开始接近最小值。超过此值后，开关频率可能会
变得不稳定，输出电压可能会下降到稳压范围之外。为了避免这个问题，TPS6293x 会自动降低开关频率（导通
时间扩展功能）以增加实际占空比并维持稳压，直到开关频率达到约 140kHz 的最低限值，周期等于 tON_MAX +
tOFF_MIN（典型值为 7.14μS）。在这种情况下，VIN 和 VOUT 之间的差分电压被定义为压降电压。典型的总体压
降特性可在图 9-9 中找到。
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5.5
Vout (V)
5
4.5
4
3.5
Io=0.5A
Io=3A
3
4
4.5
5
5.5
6
Vin (V)
6.5
7
7.5
8
图 9-9. 总体压降特性，VOUT = 5V
9.4.7 最短导通时间运行
每个开关转换器都有一个最短可控导通时间，该时间由与控制电路相关的固有延迟和消隐时间决定，这会施加一
个最小开关占空比，因此会产生一个最小转换比。在高输入电压和低输出电压下会遇到此限制。为了帮助延长最
小可控占空比，TPS6293x 会在达到最短导通时间限制时自动降低开关频率。这样，转换器可以在最大输入电压
下调节最低可编程输出电压。在发生频率折返之前，使用方程式 13 找出给定输出电压的近似输入电压估算值。
tON_MIN 和 fSW 的值可在节 8.5 中找到。
VIN ”
VOUT
tON_MIN × fSW
(13)
随着输入电压的增加，开关导通时间（占空比）会减少以调节输出电压。当导通时间达到最短导通时间 (tON_MIN)
时，开关频率会下降，而导通时间保持不变。
9.4.8 关断模式
EN 引脚为器件提供电气开/关控制功能。当 VEN 低于典型值 1.1V 时，TPS6293x 处于关断模式。器件还采用 VIN
UVLO 保护。如果 VIN 电压低于各自的 UVLO 电平，转换器也会关闭。
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10 应用和实现
备注
以下应用部分中的信息不属于 TI 器件规格的范围，TI 不担保其准确性和完整性。TI 的客 户应负责确定
器件是否适用于其应用。客户应验证并测试其设计，以确保系统功能。
10.1 应用信息
TPS62933 是一款高度集成的同步直流/直流降压转换器。此器件用于将较高的直流输入电压转换为较低的直流输
出电压，提供的最大输出电流为 3A。
10.2 典型应用
图 10-1 中的应用原理图符合器件的相关要求。本电路作为 TPS62933EVM 评估模块提供。本部分给出了设计过
程。
图 10-1. TPS62933 5V 输出、3A 参考设计
BST
U1
VIN = 5.5V to 30V
VIN
VIN
C1
10µF
C2
10µF
GND
C3
100nF
GND
JP1
3
2
1
R1
511k
3
EN
2
SS
7
RT
1
VIN
BST
EN
SW
SS
FB
RT
GND
5
1
2
6.8uH
100nF
C6
22uF
SW
8
FB
4
GND
C7
22uF
C8
100nF
R6
53.6k
GND
C9
R7
10.2k
TPS62933DRLR
C4
33nF
VOUT = 5V/3A
VOUT
0
6
L1
C5
R4
R5
DNP
49.9
10pF
JP2
R2
88.7k
GND
R3
GND
GND
0
GND
GND
10.2.1 设计要求
表 10-1 给出了该应用的设计参数。
表 10-1. 设计参数
参数
VIN
工作条件
输入电压
VOUT
输出电压
IOUT
输出电流额定值
从 0.5A→2.5A→0.5A 的负载
阶跃，0.8A/μS 压摆率
最小值
典型值
最大值
单位
5.5
24
30
V
5
V
3
A
±5% ×
VOUT
V
ΔVOUT
瞬态响应
VIN(ripple)
输入纹波电压
400
mV
VOUT(ripple)
输出纹波电压
30
mV
FSW
开关频率
RT = 悬空
500
kHz
tSS
软启动时间
CSS = 33nF
5
mS
VSTART
启动输入电压（VIN 上升）
8
V
VSTOP
停止输入电压（VIN 下降）
7
V
TA
环境温度
25
°C
28
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10.2.2 详细设计过程
10.2.2.1 使用 WEBENCH® 工具创建定制设计方案
借助 TPS6293x 并使用 WEBENCH® Power Designer 创建定制设计方案。
1. 首先键入输入电压（VIN）、输出电压（VOUT）和输出电流（IOUT）要求。
2. 使用优化器表盘优化该设计的关键参数，如效率、占用空间和成本。
3. 将生成的设计与德州仪器 (TI) 其他可行的解决方案进行比较。
WEBENCH Power Designer 提供了定制原理图，并罗列了实时价格和元件供货情况的物料清单。
在多数情况下，可执行以下操作：
• 运行电气仿真，观察重要波形以及电路性能
• 运行热性能仿真，了解电路板热性能
• 将定制原理图和布局方案以常用 CAD 格式导出
• 打印 PDF 格式的设计报告并与同事共享
有关 WEBENCH 工具的详细信息，请访问 www.ti.com/WEBENCH。
10.2.2.2 输出电压电阻器选型
输出电压可通过输出节点和 FB 引脚间的电阻分压器进行设置。TI 建议采用容差为 1% 或更优的分压电阻器。参
考图 10-1 的应用原理图，从 R7 为 10.2kΩ 开始，并使用方程式 14 计算出 R6 为 53.6kΩ。为了提高轻载时的效
率，请考虑使用具有更大值的电阻器。如果值太大，转换器更容易受到噪声的影响，并且 FB 输入漏电流产生的电
压误差也很明显。
R6
VOUT VREF
u R7
VREF
(14)
表 10-2 展示了常用输出电压的组件建议值。
10.2.2.3 选择开关频率
选择开关频率时需权衡转换效率和整体解决方案尺寸。较高的开关频率允许使用较小的电感器和输出电容器，因
此得到的设计更加紧凑。不过，较低的开关频率意味着较小的开关损耗，通常会实现更高的系统效率，因此本示
例中选择 500kHz 的开关频率，移除 JP2 上的跳线并使 RT 引脚保持悬空。
请注意，开关频率也受到以下方面的限制，如节 9.3.9 中所述：
•
•
•
•
集成电源开关的最短导通时间
输入电压
输出电压
移频限制
10.2.2.4 软启动电容器选型
较大的 CSS 可以在驱动大容性负载时降低浪涌电流。这里为 C4 选择了 33nF，这会将软启动时间 tSS 设置为约
5ms。
此外，SS 引脚不能悬空，因此必须在此引脚上连接最小 6.8nF 的电容器。
10.2.2.5 自举电容器选型
BST 和 SW 引脚之间必须连接一个 0.1µF 陶瓷电容器，用于确保正常运行。TI 建议使用具有 X5R 或更优等级电
介质的陶瓷电容器。电容器 C5 的额定电压应不低于 16V。
此外，通过增加一个 BST 电阻 R4 来降低 SW 节点上的尖峰电压，TI 建议在 BST 和自举电容器之间使用小于
10Ω 的电阻。
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10.2.2.6 欠压锁定设定点
使用 R1 和 R2 的外部分压器网络调整欠压锁定（UVLO）。R1 连接在 VIN 和 EN 引脚之间，R2 连接在 EN 和
GND 之间。UVLO 有两个阈值：一个用于上电期间输入电压由小变大时，另一个用于下电或欠压期间输入电压由
大变小时。在该示例设计中，当输入电压升至 8V (VSTART) 以上时，电源会开启并开始开关。开始开关后，转换器
会继续开关，直至输入电压降至 7V (VSTOP) 以下。使用方程式 3 和方程式 4 来计算上电阻器和下电阻器的值。对
于指定的停止电压，R1 的最接近标准电阻值为 511kΩ，R2 的最接近标准电阻值为 80.7kΩ。
10.2.2.7 输出电感器选型
电感器最关键的参数是电感、饱和电流和 RMS 电流。电感基于所需的峰峰值纹波电流 ΔiL，可通过方程式 15 计
算得出。
¿IL =
VOUT
VIN_MAX F VOUT
×
VIN_MAX
L × fSW
(15)
通常，定义 K 系数表示电感器纹波电流相对于器件最大输出电流的大小，合理的 K 值为 20% 至 60%。经验表
明，K 的最佳值为 40%。由于纹波电流随输入电压增大，因此始终使用最大输入电压来计算最小电感 L。使用方
程式 16 来计算输出电感的最小值。
L
(VIN -VOUT )
V
u OUT
fSW u K u IOUT _ MAX
VIN
(16)
其中
• K 是电感器电流的纹波比 (ΔIL/IOUT_MAX)。
一般来说，开关电源中最好选择低电感值，这样可以提高瞬态响应速度，选用 DCR 小，尺寸小的电感，可实现更
为紧凑的设计。过低的电感会产生过大的电感电流纹波，从而会错误地触发满载时的过流保护。由于电流纹波较
大，该器件还会产生更多的电感磁芯损耗。在同一个输出电容中，更大的电感电流波纹同样意味着更大的输出电
压波纹。
确定电感 L 后，最大电感器峰值电流和 RMS 电流可通过方程式 17 和方程式 18 计算得出。
IL_PEAK = IOUT +
¿IL
2
IL_RMS = ¨IOUT 2 +
(17)
¿IL 2
12
(18)
理想情况下，电感器的饱和额定电流至少与高侧开关电流限制 IHS_LIMIT 一样大（请参阅节 8.5）。这可确保即使
在输出短路期间电感器也不会饱和。当电感磁芯材料饱和时，电感下降到一个非常低的值，导致电感电流上升非
常快。尽管谷值电流限制 ILS_LIMIT 旨在降低电流失控的风险，但饱和电感器会导致电流非常迅速地上升到高值，
这可能导致组件损坏，因此不允许电感器饱和。在任何情况下，电感器饱和电流不得小于满载时的最大峰值电感
电流。
此设计中选择了以下值：
•
•
•
•
30
K = 0.4
VIN_MAX = 30V
fSW = 500 kHz
IOUT_MAX = 3A
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计算出的电感值为 6.94μH。选择最接近的标准值 6.8μH，则新的 K 值为 0.408。最大 IHS_LIMIT 为 5.8A，计算
出的峰值电流为 3.61A，计算出的 RMS 电流为 3.02A。选择的电感器是 Würth Elektronik、74439346068、6.8
μH，额定饱和电流为 10A，RMS 电流额定值为 6.5A。
最大电感值受到峰值电流模式控制正确执行所需的最小电流纹波的限制。为了避免次谐波振荡，作为经验法则，
在正常情况下，最小电感器波纹电流必须不少于器件最大额定电流 (3A) 的约 10%。
10.2.2.8 输出电容器选择
该器件旨在与各种 LC 滤波器配合使用，因此通常需要使用尽可能小的输出电容，来降低成本和减小尺寸。选择输
出电容 Cout 时要小心，因为它直接影响以下规格：
• 稳态输出电压纹波
• 环路稳定性
• 负载电流瞬态期间的输出电压过冲和下冲
输出电压纹波基本上由两部分组成。一部分由电感电流纹波经过输出电容的等效串联电阻 (ESR) 造成：
¿VOUT _ESR = ¿IL × ESR = K × IOUT × ESR
(19)
另一部分是由电感电流纹波对输出电容充放电造成的：
¿VOUT _C =
¿IL
K × IOUT
=
8 × fSW × COUT 8 × fSW × COUT
(20)
其中
• K 是电感器电流的纹波比 (ΔIL/IOUT_MAX)。
电压纹波中的两个分量不是同相的，因此实际峰峰值纹波小于两个峰值之和。
如果系统需要严格的电压调节并存在大电流阶跃和快速压摆率，则输出电容通常受负载瞬态要求而非输出电压纹
波的限制。当发生大负载阶跃时，输出电容器在电感器电流上升到适当的水平之前为其提供需要的电荷。转换器
的控制环路通常需要八个或更多时钟周期来将电感器电流调节至与新负载水平相等。输出电容必须足够大，才能
提供约八个时钟周期的电流差，从而将输出电压保持在指定范围内。方程式 21 展示了指定 VOUT 过冲和下冲所需
的最小输出电容。
COUT t
fSW
ª
º
'IOUT
K2
( 2 D)»
u «(1 D) u (1 K)
12
u 'VOUT u K «¬
»¼
(21)
其中
• D 是稳态占空比，等于 VOUT/VIN。
• ΔVOUT 为输出电压变化。
• ∆IOUT 是输出电流变化。
此设计示例中，目标输出纹波是 30 mV。假设 ΔVOUT_ESR = ΔVOUT_C = 30mV 并选择 K = 0.4。通过方程式 19
可得出不大于 25mΩ 的 ESR，通过方程式 20 可得出不大于 10μF 的 COUT。对于此设计的目标过冲和下冲限
制，输出电流阶跃为 ΔIOUT = 1.5A 时，ΔVOUT_SHOOT < 5% × VOUT = 250mV。通过方程式 21 计算得出，COUT
不大于 25μF。综上所述，输出电容的最严格标准是 25μF。考虑到陶瓷电容器具有直流偏置降额，可以使用一
组 1206 外壳尺寸的 2 × 22μF、35V 陶瓷电容器 C3216X5R1V226M160AC 来实现。
可以使用更多的输出电容器来改善负载瞬态响应。陶瓷电容器可以轻松满足最低 ESR 要求。在某些情况下，可以
将铝电解电容器与陶瓷并联放置，以建立所需的电容值。当混合使用铝和陶瓷电容器时，请使用陶瓷的最小建议
值并根据需要添加铝电解电容器。
表 10-2 给出的建议提供了给定条件下输出电容的典型值和最小值。这些值是有效的数字。如果要使用最小值，则
必须在所有预期应用条件下测试该设计，包括输入电压、输出电流和环境温度。此测试必须包括波特图和负载瞬
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态评估。总输出电容的最大值可以参考采用 SOT583 封装的 TPS62933 热性能应用报告 中的 COUT 选型和 CFF
选型。较大的输出电容值会对转换器的启动行为以及环路稳定性产生不利影响。如果必须使用大于此处注释的
值，则必须仔细研究满载启动和环路稳定性。
实际上，输出电容器对瞬态响应和环路相位裕度的影响非常大。负载瞬态测试和波特图是验证任何给定设计的理
想方法，必须始终在应用投入生产之前完成。除了所需的输出电容外，放置在输出端的小型陶瓷电容器还可以降
低高频噪声。1nF 至 100nF 范围内的小外壳尺寸陶瓷电容器有助于减少由电感器和电路板寄生效应引起的输出尖
峰。
表 10-2 展示了推荐的 LC 组合。
表 10-2. TPS62933 的推荐 LC 组合
VOUT(V)
3.3
5
fSW (kHz)
500
1200
500
1200
12
500
RTOP
(kΩ)
RDOWN
(kΩ)
31.3
10.0
52.5
10.0
140.0
10.0
典型电感 L (μH)
典型有效 COUT (μF)
最小有效 COUT (μF)
4.7
40
15
2.2
30
10
6.8
20
10
3.3
20
10
12
15
10
10.2.2.9 输入电容器选择
TPS6293x 器件需要一个输入去耦电容器，并且根据具体应用需要一个大容量输入电容器。去耦电容器的典型推
荐值为 10μF，并且建议在 VIN 引脚与接地之间额外添加一个 0.1μF 电容器，来提供高频滤波。
陶瓷电容器值随温度和针对其施加的直流偏置的不同而显著变化。建议使用 X5R 和 X7R 陶瓷电介质，原因是其
电容体积比较高并具有出色的温度稳定性。选择电容器时还必须考虑直流偏置。有效电容值随着直流偏置的增加
而减小。
额定电容器电压需要大于最大输入电压。电容器的纹波电流额定值还必须大于最大输入电流纹波。输入纹波电流
可以根据方程式 22 进行计算。
ICIN _ RMS
IOUT u
VIN_MIN VOUT
VOUT
u
VIN_MIN
VIN_MIN
(22)
本示例选择了两个 TDK CGA5L1X7R1H106K160AC（10μF，50V，1206，X7R）电容器。24V 输入电压下每个
电容器的有效电容为 3.45μF。输入电容值决定了转换器的输入纹波电压。输入电压纹波可以根据方程式 23 进行
计算。采用设计示例值时，即 IOUT_MAX = 3A、CIN_EFF = 2 × 3.45 = 6.9μF 且 fSW = 500kHz，会产生 222mV 的
输入电压纹波和 1.22A 的 RMS 输入纹波电流。
'VIN
IOUT _ MAX u 0.25
CIN u fSW
(IOUT _ MAX u RESR _ MAX )
(23)
其中
• RESR_MAX 是输入电容器的最大串联电阻，两个电容器并联时约为 1.5mΩ。
10.2.2.10 前馈电容器 CFF 选型
在某些情况下，可在 RFBT 上使用前馈电容器，来改善负载瞬态响应或改善环路相位裕度。当使用的 RFBT 值大于
100kΩ 值时尤其如此。较大的 RFBT 值与 FB 引脚上的寄生电容相结合会产生一个小信号极点，从而干扰环路稳
定性。CFF 有助于减轻这种影响。使用较低的值来确定使用 CFF 电容器是否会获得任何优势。
在使用前馈电容器进行实验时，“使用前馈电容器优化内部补偿直流/直流转换器的瞬态响应”应用报告 非常有
用。
对于此示例设计，可以安装一个 10pF 电容器 C9 以提高负载瞬态性能。
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10.2.2.11 最高环境温度
与任何电源转换器件一样，TPS6293x 在运行时会消耗内部功率。这种功耗的影响是将转换器的内部温度升高到
环境温度以上。内部芯片温度 (TJ) 是以下各项的函数：
•
•
•
•
环境温度
功率损耗
器件的有效热阻 (RθJA)
PCB 组合
最高内部芯片温度必须限制为 150°C。这会限制最大器件功耗，从而限制负载电流。方程式 24 显示了重要参数之
间的关系。很容易看出，较大的环境温度 (TA) 和较大的 RθJA 值会降低最大可用输出电流。可以使用本数据表中
提供的曲线来估算转换器效率。请注意，这些曲线包括电感器中的功率损耗。如果在其中某条曲线中找不到所需
的运行条件，则可以使用内插来估算效率。或者，可以调整 EVM 以匹配所需的应用要求，并且可以直接测量效
率。RθJA 的正确值更难估计。如 “半导体和 IC 封装热度量指标”应用报告 中所述， 热性能信息 表中给出的
RθJA 值对于设计用途无效，不得用于估算应用的热性能。该表中报告的值是在实际应用中很少获得的一组特定条
件下测量的。为 RθJC(bott) 和 ΨJT 提供的数据在确定热性能时很有用。有关更多信息和本节末尾提供的资源，请
参阅“半导体和集成电路封装热指标”应用报告。
IOUT _ MAX
(TJ -TA )
K
1
u
u
1 K VOUT
RTJA
(24)
其中
• ŋ 是效率。
有效 RθJA 是一个关键参数，取决于许多因素，例如：
•
•
•
•
•
•
功率耗散
空气温度和流量
PCB 面积
铜散热器面积
封装下的散热过孔数量
相邻元件放置
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10.2.3 应用曲线
VIN = 24V，VOUT = 5V，L1= 6.8µH，COUT = 44µF，TA = 25°C（除非另有说明）
1
95
0.8
90
0.6
Load Regulation (%)
100
Efficiency (%)
85
80
75
70
65
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
60
55
50
0.001
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
0.5
1
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
0.4
0.2
0
-0.2
-0.4
-0.6
-0.8
-1
0.001
2 3
0.005
图 10-2. 效率
1
600
550
Frequency (kHz)
Line Regulation (%)
450
0.4
0.2
0
-0.2
Iout=0A
Iout=0.03A
Iout=0.3A
Iout=1.5A
Iout=3A
-0.4
-0.6
-0.8
400
12.5
15
2 3
0.5
1
2 3
300
250
200
150
100
50
17.5 20
Vin (V)
22.5
25
27.5
0
0.001
30
图 10-4. 线路调节
0.005
0.02
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
图 10-5. 开关频率与负载电流间的关系
90
300
1200
60
200
1000
30
100
Magnitude (dB)
1400
800
600
0
0
-30
-100
-60
400
200
Fsw=500kHz
Fsw=1200kHz
0
6
9
12
15
18
Vin (A)
21
24
27
30
-90
100 200
Mag (dB)
Phase (deg)
500 1000
10000
Frequency (Hz)
100000
Phase (degree)
fSW (kHz)
1
350
-1
10
0.5
Vin=6V
Vin=12V
Vin=19V
Vin=24V
Vin=30V
500
0.6
7.5
0.05 0.1 0.2
I-Load (A)
图 10-3. 负载调整率
0.8
5
0.02
-200
-300
1000000
图 10-7. 环路频率响应，IOUT = 3A，BW = 49.4kHz，
PM = 57°，GM = –12dB
图 10-6. 开关频率与 VIN 间的关系，VOUT = 5V
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VIN = 10V/div
VOUT = 2V/div
SS = 2V/div
IL = 2A/div
图 10-8. 外壳温度，VIN = 24V，IOUT = 3A，fSW =
500kHz
4mS/div
图 10-9. 相对于 VIN、IOUT = 3A 的启动
VIN = 10V/div
EN = 2V/div
VOUT = 2V/div
VOUT = 2V/div
SS = 2V/div
SS = 2V/div
IL = 2A/div
IL = 2A/div
4mS/div
图 10-10. 相对于 VIN 的关断，IOUT = 3A
EN = 2V/div
2mS/div
图 10-11. 通过 EN 启动，IOUT = 3A
VOUT = 20mV/div (AC coupled)
VOUT = 2V/div
SS = 2V/div
IL = 500mA/div
IL = 2A/div
2mS/div
图 10-12. 通过 EN 关断，IOUT = 3A
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4mS/div
图 10-13. 稳态，IOUT = 0A
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VOUT = 20mV/div (AC coupled)
VOUT = 20mV/div (AC coupled)
IL = 500mA/div
IL = 500mA/div
2uS/div
4uS/div
图 10-14. 稳态，IOUT = 0.1A
VOUT = 20mV/div (AC coupled)
图 10-15. 稳态，IOUT = 0.5A
VOUT = 20mV/div (AC coupled)
IL = 1A/div
IL = 500mA/div
2uS/div
图 10-16. 稳态，IOUT = 1A
VOUT = 20mV/div (AC coupled)
2uS/div
图 10-17. 稳态，IOUT = 2A
VOUT = 200mV/div (AC coupled)
IOUT = 2A/div
IL = 1A/div
2uS/div
图 10-18. 稳态，IOUT = 3A
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100uS/div
图 10-19. 负载瞬态响应，0.5A 至 2.5A，压摆率 =
0.8A/μS
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VIN = 10V/div
VOUT = 200mV/div (AC coupled)
VOUT = 2V/div
SS = 2V/div
IL = 2A/div
IOUT = 2A/div
100uS/div
20mS/div
图 10-20. 负载瞬态响应，1A 至 3A，压摆率 = 0.8A/
μS
图 10-21. VOUT 硬短路保护
VIN = 10V/div
VOUT = 2V/div
SS = 2V/div
IL = 2A/div
20mS/div
图 10-22. VOUT 硬短路恢复
10.3 该做事项和禁止事项
请勿超出绝对最大额定值。
请勿超出建议运行条件。
请勿超出 ESD 等级。
请勿使 SS 引脚悬空。
不要让输出电压超过输入电压，也不要低于接地值。
请勿使用热性能信息 表中给出的 RθJA 值来设计您的应用。请参阅节 10.2.2.11。
在将设计投入生产之前，请遵循此数据表中的所有指南和建议。TI 应用工程师随时乐意帮助您对设计和 PCB
布局进行评论，以帮助您的项目取得成功。
• 使用直接连接到器件的 VIN 和 GND 引脚的 100nF 电容器。详细信息，请参阅节 10.2.2.9。
•
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11 电源相关建议
这些器件可在 3.8V 至 30V 的输入电压范围内工作。该输入电源必须经过良好调节，并与此数据表内规格中的限
值兼容。此外，输入电源必须能够向负载转换器提供所需的输入电流。可以使用方程式 25 来估算平均输入电流。
IIN
VOUT u IOUT
VIN u K
(25)
其中
• ŋ 是效率。
如果转换器通过长导线或 PCB 布线连接到输入电源，则需要特别谨慎，才能实现良好的性能。输入电缆的寄生电
感和电阻可能会对转换器的运行造成不良影响。寄生电感与低 ESR 陶瓷输入电容器相结合，可形成欠阻尼谐振电
路，从而在转换器的输入端产生过压瞬变。每当负载瞬变施加到输出时，寄生电阻都会导致 VIN 引脚上的电压下
降。如果应用的工作电压接近最小输入电压，此下降可能导致转换器暂时关断并复位。要解决此类问题，最好的
办法是缩短输入电源与转换器之间的距离，并将铝或钽输入电容器与陶瓷电容器并联使用。这些类型的电容器的
中等 ESR 有助于抑制输入谐振电路并减少任何过冲。20µF 至 100µF 范围内的值通常足以提供输入抑制，并有助
于在大负载瞬变期间保持输入电压稳定。
TI 建议不要让输入电源电压下降到低于输出电压 0.3V 以上。在这种情况下，输出电容器通过高侧功率 MOSFET
的体二极管放电。产生的电流可能会导致不可预测的行为，在极端情况下，可能会损坏器件。如果应用允许这种
可能性，则在 VIN 和 VOUT 之间使用肖特基二极管为该电流在转换器周围提供路径。
在某些情况下，转换器的输入端使用瞬态电压抑制器 (TVS)。一类此器件具有迅速反向特性（晶闸管类型）。不
建议使用具有此类特性的器件。当 TVS 触发时，钳位电压降至非常低的值。如果该电压小于转换器的输出电压，
则输出电容器通过器件放电，如上所述。
有时，出于其他系统考虑，会在转换器前面使用输入滤波器，这可能导致不稳定以及上述某些影响，除非经过精
心设计。“AN-2162：轻松解决直流/直流转换器的传导 EMI 问题”用户指南 提供了一些为任何开关转换器设计输
入滤波器时的实用建议。
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12 布局
12.1 布局指南
任何直流/直流转换器的 PCB 布局对于实现设计的理想性能而言都至关重要。PCB 布局不良可能会破坏良好原理
图设计的运行效果。即使转换器正确调节，不良的 PCB 布局也可能意味着稳健的设计与无法大规模生产的设计之
间的差别。此外，转换器的 EMI 性能在很大程度上取决于 PCB 布局。在降压转换器中，关键的 PCB 功能是由输
入电容器和电源地形成的环路，如图 12-1 所示。该环路承载大瞬态电流，在布线电感的作用下可能产生大瞬态电
压。这些不必要的瞬态电压会破坏转换器的正常运行。因此，该环路中的布线必须宽且短，并且环路面积必须尽
可能小以降低寄生电感。
TI 建议使用一个顶层和底层镀铜厚度为 2oz 的 2 层电路板，适当的布局可提供低电流传导阻抗、适当的屏蔽和较
低的热阻。图 12-2 和图 12-3 展示了 TPS62933 关键组件的建议布局。
• 将电感器、输入和输出电容器以及 IC 放置在同一层。
• 将输入和输出电容器尽可能靠近 IC 放置。VIN 和 GND 布线必须尽可能宽，并在其上提供足够的过孔以更大限
度地减小布线阻抗。从散热的角度来看，宽阔的区域也是有利的。
• 将一个或多个 0.1μF 去耦电容器尽可能靠近 VIN 和 GND 引脚放置，这是降低 EMI 的关键。
• 从物理角度而言，SW 布线应尽可能短且宽，从而最大限度地减小辐射发射。
• 在 BST 引脚和 SW 节点附近放置一个 BST 电容器和电阻器。建议使用宽度大于 10mil 的布线来减小寄生电
感。
• 将反馈分压器尽可能靠近 FB 引脚放置。建议使用宽度大于 10mil 的布线来进行散热。将单独的 VOUT 布线连
接到上部反馈电阻器。将电压反馈环路放置在远离高压开关布线的位置。电压反馈环路最好具有接地屏蔽。
• 将 SS 电容器和 RT 电阻器放置在靠近 IC 的位置，并以最短的布线长度进行布线。建议使用宽度大于 10mil 的
布线来进行散热。
VIN
CIN
KEEP
CURRENT
LOOP
SMALL
SW
GND
图 12-1. 具有快速边沿的电流环路
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12.2 布局示例
图 12-2. TPS62933 顶层布局示例
图 12-3. TPS62933 底层布局示例
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13 器件和文档支持
13.1 器件支持
13.1.1 第三方产品免责声明
TI 发布的与第三方产品或服务有关的信息，不能构成与此类产品或服务或保修的适用性有关的认可，不能构成此
类产品或服务单独或与任何 TI 产品或服务一起的表示或认可。
13.1.2 开发支持
13.1.2.1 使用 WEBENCH® 工具创建定制设计方案
借助 TPS6293x 并使用 WEBENCH® Power Designer 创建定制设计方案。
1. 首先键入输入电压（VIN）、输出电压（VOUT）和输出电流（IOUT）要求。
2. 使用优化器表盘优化该设计的关键参数，如效率、占用空间和成本。
3. 将生成的设计与德州仪器 (TI) 其他可行的解决方案进行比较。
WEBENCH Power Designer 提供了定制原理图，并罗列了实时价格和元件供货情况的物料清单。
在多数情况下，可执行以下操作：
• 运行电气仿真，观察重要波形以及电路性能
• 运行热性能仿真，了解电路板热性能
• 将定制原理图和布局方案以常用 CAD 格式导出
• 打印 PDF 格式的设计报告并与同事共享
有关 WEBENCH 工具的详细信息，请访问 www.ti.com/WEBENCH。
13.2 接收文档更新通知
要接收文档更新通知，请导航至 ti.com 上的器件产品文件夹。点击订阅更新 进行注册，即可每周接收产品信息更
改摘要。有关更改的详细信息，请查看任何已修订文档中包含的修订历史记录。
13.3 支持资源
TI E2E™ 支持论坛是工程师的重要参考资料，可直接从专家获得快速、经过验证的解答和设计帮助。搜索现有解
答或提出自己的问题可获得所需的快速设计帮助。
链接的内容由各个贡献者“按原样”提供。这些内容并不构成 TI 技术规范，并且不一定反映 TI 的观点；请参阅
TI 的《使用条款》。
13.4 商标
TI E2E™ is a trademark of Texas Instruments.
WEBENCH® is a registered trademark of Texas Instruments.
所有商标均为其各自所有者的财产。
13.5 Electrostatic Discharge Caution
This integrated circuit can be damaged by ESD. Texas Instruments recommends that all integrated circuits be handled
with appropriate precautions. Failure to observe proper handling and installation procedures can cause damage.
ESD damage can range from subtle performance degradation to complete device failure. Precision integrated circuits may
be more susceptible to damage because very small parametric changes could cause the device not to meet its published
specifications.
13.6 术语表
TI 术语表
本术语表列出并解释了术语、首字母缩略词和定义。
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14 机械、封装和可订购信息
下述页面包含机械、封装和订购信息。这些信息是指定器件可用的最新数据。数据如有变更，恕不另行通知，且
不会对此文档进行修订。有关此数据表的浏览器版本，请查阅左侧的导航栏。
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PACKAGE OPTION ADDENDUM
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24-Sep-2022
PACKAGING INFORMATION
Orderable Device
Status
(1)
Package Type Package Pins Package
Drawing
Qty
Eco Plan
(2)
Lead finish/
Ball material
MSL Peak Temp
Op Temp (°C)
Device Marking
(3)
Samples
(4/5)
(6)
TPS62932DRLR
ACTIVE
SOT-5X3
DRL
8
4000
RoHS & Green
Call TI | SN
Level-1-260C-UNLIM
-40 to 150
2932
Samples
TPS62933DRLR
ACTIVE
SOT-5X3
DRL
8
4000
RoHS & Green
Call TI | SN
Level-1-260C-UNLIM
-40 to 150
2933
Samples
TPS62933FDRLR
ACTIVE
SOT-5X3
DRL
8
4000
RoHS & Green
Call TI | SN
Level-1-260C-UNLIM
-40 to 150
933F
Samples
TPS62933ODRLR
ACTIVE
SOT-5X3
DRL
8
4000
RoHS & Green
Call TI | SN
Level-1-260C-UNLIM
-40 to 150
933O
Samples
TPS62933PDRLR
ACTIVE
SOT-5X3
DRL
8
4000
RoHS & Green
Call TI | SN
Level-1-260C-UNLIM
-40 to 150
933P
Samples
(1)
The marketing status values are defined as follows:
ACTIVE: Product device recommended for new designs.
LIFEBUY: TI has announced that the device will be discontinued, and a lifetime-buy period is in effect.
NRND: Not recommended for new designs. Device is in production to support existing customers, but TI does not recommend using this part in a new design.
PREVIEW: Device has been announced but is not in production. Samples may or may not be available.
OBSOLETE: TI has discontinued the production of the device.
(2)
RoHS: TI defines "RoHS" to mean semiconductor products that are compliant with the current EU RoHS requirements for all 10 RoHS substances, including the requirement that RoHS substance
do not exceed 0.1% by weight in homogeneous materials. Where designed to be soldered at high temperatures, "RoHS" products are suitable for use in specified lead-free processes. TI may
reference these types of products as "Pb-Free".
RoHS Exempt: TI defines "RoHS Exempt" to mean products that contain lead but are compliant with EU RoHS pursuant to a specific EU RoHS exemption.
Green: TI defines "Green" to mean the content of Chlorine (Cl) and Bromine (Br) based flame retardants meet JS709B low halogen requirements of
