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FAN7688
具有同步整流控制功能的先进次级端 LLC 谐振变换器控
制器
特性
说明
适用于具有同步整流控制功能的 LLC 谐振变换器的
次级端 PFM 控制器
可提高瞬态响应的充电电流控制功能和简单的反馈环
路设计
具有双缘跟踪的自适应同步整流控制功能
FAN7688 一款高级脉冲频率调制 (PFM) 控制器，用于带
同步整流 (SR) 功能的 LLC 谐振控制器，为隔离 DC/DC
转换器提供了一流效率。其电流模式控制技术以电荷控制
为基础，来自振荡器的三角形波形结合整合的开关电流信
息共同确定开关频率。从而提供了更佳的功率级控制到输
出传递函数，在简化反馈环路设计的同时真正实现了输入
功率限制功能。闭环软启动可防止误差放大器饱和并允许
输出电压单调上升，无论负载条件如何。双缘跟踪自适应
死区时间控制功能尽可能减小了体二极管的导通时间，因
而实现了效率最大化。
用于单调上升输出的闭环软启动
宽工作频率范围 (39 kHz ~ 690 kHz)
可提高轻负载效率的绿色功能
- 在轻载下用于限制开关频率同时降低开关损耗的对
称 PWM 控制功能
- 在轻负载条件下禁用 SR
可自动重启的保护功能
- 过流保护 (OCP)
- 输出短路保护 (OSP)
- 通过补偿截止 (频率偏移) 的非零电压开关防止功
能 (NZS)
- 通过补偿削减 (频率偏移) 的功率限制
- 关断延迟时间可调的过载保护 (OLP)
- 过温保护 (OTP)
适用于初级端开关和次级端同步整流器的可编程死区
时间
VDD 欠压锁定 (UVLO)
应用
台式 ATX、台式衍生服务器、刀片服务器和电信电源
智能 100 W-2 kW+ 离线电源
高效率隔离 DC-DC 转换器
大屏幕显示器电源
工业电源
宽工作温度范围 -40°C 到 +125°C
订购信息
部件编号
工作温度范围
封装
包装方法
FAN7688SJX
-40° 到 125°C
16- 引脚小尺寸封装
卷带和卷盘
说明：
1.
根据 JEDEC:J-STD-020B 标准，J-STD-020B 标准。
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FAN7688 —具有同步整流控制功能的先进次级端 LLC 谐振变换器控制器
2015 年 10 月
5VB
1
16
GND
PWMS
2
15
VDD
FMIN
3
14
PROUT1
FB
4
13
PROUT2
COMP
5
12
SROUT1
SS
6
11
SROUT2
ICS
7
10
SR1DS
CS
8
9
图 1.
RDT
引脚分配
热阻测试
符号
参数
JA
节—环境之间热阻
数值
单位
102
°C/W
引脚定义
引脚编号
名称
引脚描述
1
5VB
2
PWMS
3
FMIN
4
FB
5
COMP
6
SS
软启动时间设置引脚。
7
ICS
用于电流模式控制的电流信息整合引脚。
8
CS
用于过流保护的电流感测。
9
RDT
10
SR1DS
5 V REF
PWM 模式入口电平设置。
最小频率设置引脚。
用于反馈控制的输出电压感测。
误差放大器的输出。
用于初级端开关和次级端 SR 开关的死区时间设置引脚。
SR1 漏极至源极电压检测。
11
SROUT2 用于次级端 SR MOSFET 2 的栅极驱动输出。
12
SROUT1 用于次级端 SR MOSFET 1 的栅极驱动输出。
13
PROUT2 用于初级端开关的栅极驱动输出 2。
14
PROUT1 用于初级端开关的栅极驱动输出 1。
15
VDD
IC 电源电压。
16
GND
接地。
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2
FAN7688 — 具有同步整流控制功能的先进次级端 LLC 谐振变换器控制器
引脚配置
DG1
VIN
Q1
RG1
RGS1
PRDRV+
CIN
SR2
DG2
PRDRV-
Ns
RG2
SRDRV1
CR
RGS2
VO
SRDRV2
Np
Q2
COUT
Ns
CT
SR1
RCS2
RCS1
RSRDS1
C5VB
5VB
GND
PWMS
VDD
RPWMS
CCOMP
PRDRV+
FB
PROUT2
PRDRV-
SS
CICS
RFB1
PROUT1
COMP
CSS
CVDD
FMIN
RFMIN
RICS
RSRDS2
ICS
CS
SROUT1
SRDRV1
SROUT2
SRDRV2
RFB2
SR1DS
RDT
CDT
RDT
图 2.
典型应用
框图
ICS_RST
+
3V
+
-
HALF_CYCLE
VCT
1.5V
VSAW
Digital
PFM/PWM
Block
+
PWM_CTRL
-
FMIN
COMP_I
3
3/4
1V
PWM
CT_RST
ICS
5V
CS
Dead Time
Setting
SR_SKIP
1.2V
PROUT1
PROUT2
SR_SHRNK
OSP
5
Dual Edge Adaptive
Tracking SR Control Block
SR1_CND
-
4
2
PWM_CTRL
PWMM
NON ZVS
Detect
+
-3.5V
+
RDT
12
SROUT1
11
SROUT2
10
SR1DS
15
VDD
1
5VB
16
GND
8.5V/10V
VDD_GOOD
+
OCP2
BIAS
-
图 3.
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9
SR2_CND
-
-
3.5V
PROUT2
+
-
8
13
SR STOP
SR Conduction Detect
Block
PWM Mode
Entry Level
Setting
PROUT1
PWMM
+
2.4V
14
SHUTDOWN
SKIP
RST
Compensation
Cutback signal
Generator
6
-
PWMS
Protection
Block
SR_SHRNK
UP1 UP4 DOWN
+
FB
OCP2
Current
Analyzer
RST
5V
Dead Time
Control
Block
CT_RST
SR_SKIP
Auto-Restart
Control
COMP
CLK2
7
ICS_RST
SS
CLK1
框图
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3
FAN7688 — 具有同步整流控制功能的先进次级端 LLC 谐振变换器控制器
典型应用
应力超过绝对最大额定值，可能会损坏器件。在超出推荐的工作条件的情况下，该器件可能无法正常工作，所以不建议
让器件在这些条件下长期工作。此外，长期在高于推荐的工作条件下工作，会影响器件的可靠性。绝对最大额定值仅是
应力规格值。
符号
参数
最小值
最大值
单位
VDD
VDD 引脚对 GND 电压
-0.3
20.0
V
V5VB
5VB 引脚电压
-0.3
5.5
V
VPWMS
PWMS 引脚电压
-0.3
5.0
V
VFMIN
FMIN 引脚电压
-0.3
5.0
V
FB 引脚电压
-0.3
5.0
V
COMP 引脚电压
-0.3
5.0
V
VSS
SS 引脚电压
-0.3
5.0
V
VICS
ICS 引脚电压
-0.5
5.0
V
VCS
CS 引脚电压
-5.0
5.0
V
VRDT
RDT 引脚电压
-0.3
5.0
V
VSR1DS
SR1DS 引脚电压
-0.3
5.0
V
VPROUT1
PROUT1 引脚电压
-0.3
VDD
V
VPROUT2
PROUT2 引脚电压
-0.3
VDD
V
VSROUT1
SROUT1 引脚电压
-0.3
VDD
V
VSROUT2
SROUT2 引脚电压
-0.3
VDD
V
TJ
结温
-40
+150
ºC
TL
引脚焊接温度，10 秒
+260
ºC
+150
ºC
VFB
VCOMP
TSTG
存储温度
ESD
静电放电能力
-65
人体模型，JEDEC JESD22-A114
3
元件充电模型，JEDEC JESD22-C101
2
kV
推荐工作条件
推荐的操作条件表明确了器件的真实工作条件。指定推荐的工作条件，以确保器件的最佳性能达到数据表中的规格。
飞兆半导体建议不要超过推荐工作条件，也不能按照绝对最大额定值进行设计。
符号
参数
最小值
最大值
单位
VDD
VDD 引脚电源电压到 GND
0
18
V
V5VB
5VB 引脚电压
0
5
V
VINS
信号输入电压
0
5
V
TA
操作环境温度
-25
+105
ºC
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绝对最大额定值
否则 VDD = 12 V，C5VB = 33 nF，TJ = -40°C 到 +125°C，除非另有说明。
符号
参数
工作条件
最小值
典型值 最大值 单位
电源电压（VDD 引脚）
启动电源电流
VDD = 9 V
80
工作电流
VCOMP = 0.1 V
2.8
mA
IDD_DYM1
动态工作电流
fSW = 100 kHz；CL=1 nF，
仅限 PR 运行
10
mA
IDD_DYM2
动态工作电流
fSW = 100 kHz；CL=1 nF，
PR 和 SR 运行
13
mA
ISTARTUP
IDD
VDD.ON
VDD 导通电压（VDD 上升）
VDD.OFF
VDD 关断电压（VDD 下降）
VDD.HYS
UVLO 滞环
9
10
115
11
8.5
µA
V
V
1
1.5
2
V
TA = 25°C
4.94
5.00
5.06
V
-40°C< TA< 125°C
4.9
5.0
5.1
V
TJ = 25°C
2.37
2.40
2.43
V
-40°C< TJ< 125°C
2.35
2.40
2.45
V
误差放大器增益跨导
210
300
390
µmh
o
ICOMP1
误差放大器最大输出电流（源电流） VFB = 1.8 V, VCOMP = 2.5 V
70
90
110
µA
ICOMP2
误差放大器最大输出电流（灌电流） VFB = 3.0 V, VCOMP = 2.5 V
70
90
110
µA
VCOMP.CLMP1
误差放大器输出高箝位电压
VFB = 1.8 V
4.2
4.4
4.6
V
适用于 PWM 运行的 VCOMP 内部箝
位电压
RPWM = 开路
1.35
1.50
1.65
V
VCOMP.PWM
RPWM = 200 k
1.45
1.60
1.75
V
RPWM = 50 k
1.75
1.90
2.05
V
RPWM = 200 k
1.9
2.0
2.1
V
1.15
1.25
1.35
V
参考电压
V5VB
5 V 参考
误差放大器（COMP 引脚）
VSS.CLMP
gM
VPWMS
电压反馈参考
PWMS 引脚电压
VCOMP.SKP
用于进入脉冲跳变工作的 VCOMP
阈值
VCOMP.SKP.HYS
用于进入脉冲跳变工作的 VCOMP
阈值滞后
50
mV
死区时间（DT 引脚）
IDT
死区时间编程电流
VRDT = 1.2 V
140
150
160
µA
VTHDT1
用于死区时间检测的第一个阈值
0.9
1.0
1.1
V
VTHDT2
用于死区时间检测的第二个阈值
2.8
3.0
3.2
V
VRDT.ON
VRDT 导通电压（VRDT 上升）
1.2
1.4
1.6
V
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电气特性
否则 VDD = 12 V，C5VB = 33 nF，TJ = -40°C 到 +125°C，除非另有说明。
符号
参数
工作条件
最小值 典型值 最大值
单位
软启动 (SS 引脚)
ISS.T
软启动总电流 (包括 ISS.UP)
VOLP
过载保护阈值
ISS.UP
用于延迟关断的软启动电容器充电电流
ISS.DN
软启动电容器放电电流
32
40
48
µA
3.45
3.60
3.75
V
VSS = 3 V
8.4
10.5
12.6
µA
VSS = 3 V
8.4
10.5
12.6
µA
VSS = 1 V
VSS.MAX
SS 电容器最大充电电压
4.5
4.7
4.9
V
VSS.INIT
SS 电容器初始电压
0.05
0.10
0.20
V
反馈（FB 引脚）
VFB.OVP1
用于进入脉冲跳变工作的 VFB 阈值
VCOMP = 3 V
2.53
2.65
2.77
V
VFB.OVP2
用于退出脉冲跳变工作的 VFB 阈值
VCOMP = 3 V
2.18
2.30
2.42
V
VERR.OSP
可启用输出短路保护 (OSP) 的误差电压
VSS = 2.4 V
1.0
1.2
1.4
V
VFMIN
FMIN 引脚电压
RFIMN = 10 kΩ,
1.4
1.5
1.6
V
fOSC
PROUT 开关频率
RMINF = 10 kΩ, VCS = 1 V
VCOMP = 4.0 V, VICS = 0 V
96
100
104
kHz
fOSC.min
最小 PROUT 开关频率 (40 MHz/1024)
RMINF = 40 kΩ, VCS = 1 V
VCOMP = 4.0 V, VICS = 0 V
36
39
42
kHz
fOSC.max
最大 PROUT 开关频率 (40 MHz/58)
RMINF = 2 kΩ，VCS = 1 V
VCOMP = 2.0 V，VICS =
0V
635
690
735
kHz
PFM 模式下的 PROUT 占空比
RMINF = 20 kΩ, VCS = 1 V
VCOMP = 4.0 V
50
振荡器
D
%
集成的电流感测（ICS 引脚）：
VICS.CLMP
ICS 引脚信号箝位电压
ICS = 400 µA
10
RDS-ON.ICS
ICS 引脚箝位 MOSFET RDS-ON
ICS = 1.5 mA
20
VTH1
SR_SHRNK 使能阈值
VCOMP = 2.4 V
VTH1.HYS
SR_SHRNK 禁用滞后
VCOMP = 2.4 V
VTH2
SR_SKIP 禁用阈值
VCOMP = 2.4 V
0.10
0.15
0.20
V
VTH3
SR_SKIP 使能阈值
VCOMP = 2.4 V
0.025
0.075
0.125
V
VOCL1
过流限制第一个阈值
VCOMP = 2.4 V
1.12
1.20
1.28
V
VOCL2
过流限制第二个阈值
VCOMP = 2.4 V
1.34
1.45
1.56
V
VOCL1.BR
深低于谐振操作下的过流限制第一个阈值 VCOMP = 2.4 V
1.34
1.45
1.56
V
VOCL2.BR
深低于谐振操作下的过流限制第二个阈值 VCOMP = 2.4 V
1.59
1.70
1.81
V
过流保护阈值
VCOMP = 2.4 V
1.77
1.90
2.03
V
过流保护阈值低于谐振操作
VCOMP = 2.4 V
2.02
2.15
2.28
V
VOCP1
VOCP1.BR
TOCP1.DLY1
过流保护 1 去抖动时间
0.15
0.20
50
Ω
0.25
50
150
mV
V
mV
ns
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6
FAN7688 — 具有同步整流控制功能的先进次级端 LLC 谐振变换器控制器
电气特性（续）
否则 VDD = 12 V，C5VB = 33 nF，TJ = -40°C 到 +125°C，除非另有说明。
符号
参数
工作条件
最小值
典型值
最大值
单位
3.3
3.5
3.7
V
电流感测（CS 引脚）
过流保护阈值
VOCP2P
TOCP2.DLY1
过流保护 2 去抖动时间
VOCP2N
过流保护阈值
VCS.NZVS
Non-ZVS 检测的 CS 信号阈值
Non-ZVS 检测的 COMP 信号阈值
VCOMP.NZVS
150
ns
-4.0
-3.5
-3.0
V
VCOMP = 3.5 V
0.24
0.30
0.36
V
VCS = 0.1 V
2.7
3.0
3.3
V
栅极驱动（PROUT 1 和 PROUT 2）
ISINK
PROUT 灌电流
VPROUT1 & VPROUT2 = 6 V
140
mA
ISOURCE
PROUT 源电流
VPROUT1 & VPROUT2 = 6 V
150
mA
tPR.RISE
上升时间
VDD = 12 V，CL = 1 nF，
10% 到 90%
100
ns
tPR.FALL
下降时间
VDD = 12 V，CL = 1 nF，
90% 到 10%
85
ns
TSD1
热关断温度
120
135
150
ºC
50
100
150
ns
同步整流 (SR) 控制
TRC_SRCD(2)
内部 RC 时间常数 SR 导通检测
( )
内部比较器偏置上升沿检测
0.15
0.25
0.35
V
( )
内部比较器偏置下降沿检测
0.10
0.20
0.30
V
VSRCD.LOW
SR 导通检测阈值
0.4
0.5
0.6
TDLY.CMP.SR
SR 导通检测比较器延迟
VSRCD.OFFSET1 2
VSRCD.OFFSET2 2
65
V
ns
VFB.SR.ON
SR 使能 FB 电压
1.6
1.8
2.0
V
VFB.SR.OFF
SR 使能 FB 电压
1.0
1.2
1.4
V
SR 输出（SROUT 1 和 SROUT 2）
ISR.SINK
PROUT 灌电流
VSROUT1 & VSROUT2 = 6 V
140
mA
ISR.SOURCE
PROUT 源电流
VSROUT1 & VSROUT2 = 6 V
150
mA
tSR.RISE
上升时间
VDD = 12 V，CL = 1 nF，
10% 到 90%
100
ns
tSR.FALL
下降时间
VDD =12 V，CL = 1 nF，
90% 到 10%
85
ns
说明：
2. 这些参数尽管通过设计得到保证，但未经过生产测试
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电气特性（续）
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图 4.
V5VB 与温度的关系
图 5.
IDT 与温度的关系
图 6.
VFMIN 与温度的关系
图 7.
FOSCMIN 与温度的关系
图 8.
FOCS 与温度的关系
图 9.
FOSCMAX 与温度的关系
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典型性能特征
图 10.
图 12.
占空比与温度的关系
图 11.
VRDT.OFF 与温度的关系
VSS.CLAMP 与温度的关系
图 13.
ISTART_UP 与温度的关系
图 15.
IDD_DYM1 与温度的关系
图 14.
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IDD 与温度的关系
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典型性能特征
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典型性能特征
图 16.
IDD_DYM2 与温度的关系
图 17.
VDDON 与温度的关系
VDDOFF 与温度的关系
图 19.
VDDHYS 与温度的关系
GM 与温度的关系
图 21.
ICOMP1 与温度的关系
图 18.
图 20.
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10
图 22.
图 24.
图 26.
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ICOMP2 与温度的关系
图 23.
VCOMP_PWM 与温度的关系
VCOMP_CLMP1 与温度的关系
图 25.
VCOMP.SKIP.HYS 与温度的关系
图 27.
VCOMP.SKIP 与温度的关系
VRDTON 与温度的关系
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典型性能特征与温度的关系
FAN7688 — 具有同步整流控制功能的先进次级端 LLC 谐振变换器控制器
典型性能特征与温度的关系
图 28.
图 30.
图 32.
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VTHDT1 与温度的关系
图 29.
ISST 与温度的关系
图 31.
ISSUP 与温度的关系
图 33.
VTHDT2 与温度的关系
VOLP 与温度的关系
VSSMAX 与温度的关系
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12
图 34.
ISSDN 与温度的关系
图 36.
VPWM 与温度的关系
图 37.
VFBOVP1 与温度的关系
VFBOVP2 与温度的关系
图 39.
VERROSP 与温度的关系
图 38.
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图 35.
VSSINIT 与温度的关系
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13
FAN7688 — 具有同步整流控制功能的先进次级端 LLC 谐振变换器控制器
典型性能特征与温度的关系
FAN7688 — 具有同步整流控制功能的先进次级端 LLC 谐振变换器控制器
典型性能特征与温度的关系
图 40.
图 42.
图 44.
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RDSON 与温度的关系
图 41.
VTH1 与温度的关系
VTH2 与温度的关系
图 43.
VTH3 与温度的关系
VOCL1 与温度的关系
图 45.
VOCL2 与温度的关系
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14
图 46.
图 48.
图 50.
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VOCL1BR 与温度的关系
图 47.
VOCL2BR 与温度的关系
VOCP1 与温度的关系
图 49.
VOCP1BR 与温度的关系
VOCP2P 与温度的关系
图 51.
VOCP2N 与温度的关系
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典型性能特征与温度的关系
图 52.
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VCSNZVS 与温度的关系
图 53.
VCOMPNZVS 与温度的关系
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典型性能特征与温度的关系
因此，FAN7688 采用充电电流控制，将开关电流的总电
荷（开关电流的积分）与控制电压进行比较，来调节开关
频率。由于开关电流的电荷在一个开关周期内与平均输入
电流是成比例的，因此充电控制技术通过一个快速的内部
环路实现了包括固有线路前馈在内的卓越瞬态响应 。
PFM 块拥有内部时序电容 (CT) ，其充电电流取决于从
FMIN 引脚流出的电流。FMIN 引脚电压是从 1.5 V 开始
调节的。时序电容电压存在上限 (3 V) ，用于确定与
FMIN 引脚连接的给定电阻的最小开关频率。锯齿波形
(VSAW) 是通过将 Q1 开关电流 (VICS) 的积分与振荡器的
时序电容电压 (VCT) 相加生成的。然后，将锯齿波形
(Vsaw) 与补偿电压 (VCOMP) 进行比较来确定开关频率。
充电电流控制的工作原理
LLC 谐振转换器具有许多优点，广泛应用于许多应用。
它可以调节整个负载变化范围内的输出且开关频率变化相
对较小。它可以在整个工作范围内实现初级端开关零电压
开关 (ZVS) 以及次级端整流器零电流开关 (ZCS)，谐振
电感可与变压器一起集成到单个磁性组件中。图 54 显示
采用了电压模式控制的 LLC 谐振转换器的简化原理图。
电压模式控制通常用于通过误差放大器输出电压直接控制
开关频率的 LLC 谐振转换器。但是，LLC 谐振转换器的
补偿网络设计相对具有挑战性，因为通过电压模式控制的
频率响应包括四个极点，极点的位置会随输入电压和负载
变化的变化而变化。
VIN
Q1
Q1
PROUT1
Cr
VO
Lr
VIN
Cr
VO
Q2
CO
Lr
PROUT2
Lm
Q2
Current
sensing
Lm
VCO
VC
ICS
VO.REF
Vc
Integrated signal (VICS)
+
Driver
3/4
Reset
-
+
VSAW
VREF
-
采用电压模式控制的 LLC 谐振转换器
1.5V
CT
3V
PROUT2
VSAW
PWM
control
1V
PROUT1
1V
U1
COMP
Cutback
2.4V
SS
VCOMP
PROUT2
PWMS
图 55.
FMIN
VCOMP.I
VCOMP.I
FAN7688 采用充电电流模式控制，来提高 LLC 谐振转换
器的动态响应。图 55 显示了使用 FAN7688 的半桥 LLC
谐振转换器的简化原理图，其中 Lm 是励磁电感，Lr 是
谐振电感，Cr 是谐振电容。图 56 和图 57 分别显示了适
用于重载和轻载条件的 LLC 谐振转换器的典型主要波
形。假设工作频率与谐振频率相同，通过 Lr 和 Cr 之间
的谐振确定。由于初级端开关电流不会单调增加，因此开
关电流本身无法用于进行输出电压调节的脉冲频率调制
(PFM)。此外，初级端电流的峰值无法正确反映负载条
件，因为大循环电流（励磁电流）包含在初级端开关电流
内。但是，开关电流 (VICS) 的积分未单调增加且具有类似
于 用 于 峰 值 电 流 模 式 控 制 的 峰 值 ， 如 图 56 和 图 57
所示。
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VCT
+
-
+
图 54.
Digital
OSC
-
PROUT1
COMP
FB
LLC 谐振转换器功率级的示意图
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功能说明
Switching
frequency
Im
Skip cycle
Duty cycle
PFM Mode
PWM Mode
D=50%
ID
No
switching
D=12.5%
IDS1
VCOMP
1.25V 1.3V
VCOMP.PWM
图 58.
4.4V
随 COMP 电压变化的模式
Ip
VICS
Im
k I DS 1 dt
VICS
图 56.
适用于重载条件的 LLC 谐振转换器的典型波形
VCT
Ip
VCOMP
¾*VICS+VCT
Im
Counter of
digital OSC
PROUT1
ID
图 59.
PROUT2
PFM 运行的主要波形
Ip
IDS1
VICS
VCOMP.PWM -VCOMP
VICS k
I
DS 1
VCT
dt
VTH.PWM
VCOMP.PWM -VCOMP
VCOMP
¾*VICS+VCT
Counter of
digital OSC
图 57.
适用于轻载条件的 LLC 谐振转换器的典型波形
PROUT1 PROUT2
混合控制 (PWM+PFM)
传统的 PFM 控制方法仅调节占空比固定为 50% 时的开
关频率，由于循环初级端电流较大，通常导致相对较低的
轻负载效率。为提高轻负载效率，FAN7688 采用了混合
控制，在轻负载下 PFM 将切换到脉宽调制 (PWM) 模
式，如图 58 所示。图 59 和图 60 分别显示了 PFM 模式
和 PWM 模式的典型波形。当误差放大器电压 (VCOMP)
小于 PWM 模式阈值时，内部 COMP 信号将被箝位在阈
值电平且 PFM 运行将切换到 PWM 模式。在 PWM 模式
下，开关频率通过 COMP 内部箝位电压 (VCOMPI) 固
定，占空比取决于 COMP 电压和 PWM 模式阈值电压之
差。因此，占空比将随着 VCOMP 降至 PWM 模式阈值
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图 60.
PROUT1 PROUT2
PWM 运行的主要波形
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以下而降低，从而限制了轻负载条件下的开关频率，如
图 58所示。PWM 模式阈值可以在 1.5 V 和 1.9 V 之间通
过 PWMS 引脚上的电阻进行编程。
Ip
FAN7688 可检测瞬时开关电流和开关电流的积分，如
图 61 所示。由于 FAN7688 位于次级端，因此通常使用
电流互感器检测初级端电流。如果 PROUT1 低，ICS 引
脚将通过内部复位 MOSFET 箝位在 0 V。反之，如果
PROUT1 高 ， ICS 引 脚 将 不 会 被 箝 位 ， 且 积 分 电 容
(CICS) 将根据感测电阻电压 (VSENSE) 和 ICS 引脚电压之
间的压差进行充放电。在正常运行期间，由于功率限制阈
值为 1.2 V，因此 ICS 引脚的电压小于 1.2 V。电流感测
电阻和电流互感器匝数比的设计应满足在满载条件下，电
流感测电阻上的电压 (VSENSE) 大于 4V。因此，充电和放
电电流 CICS 应几乎与电流感测电阻上的电压 (VSENSE) 成
比例关系。图 62 比较了 VSENSE 的幅度为 4 V 时 VICS
信号与理想的积分信号。由图可知，VICS 信号与理想的
积分信号之间存在大约 10% 误差，对于大多数设计来说
这是可以接受的。如果需要更高精度的 VICS，则应增加
VSENSE 的幅度。
VCTX
Q1
PROUT1
(1) SR 栅极收缩：为保证轻负载运行期间 SR 运行稳
定，SR 死区时间（导通/关断转换）将增加，从而导致
VICS 峰值降至 VTH1 (0.2 V) 以下时 SR 栅极收缩。当 VICS
峰值升至 0.25 V 以上时，SR 死区时间将降至编程值。
(2) SR 禁用和使能：在极轻负载条件下，当 VICS 峰值小
于 VTH3 (0.075 V) 时，将禁用 SR。当 VICS 峰值增加到
VTH2 (0.15 V) 以上时，将使能 SR。
(3) 过流限制：VICS 峰值还用于输入限流。如图 63 所
示，存在两种不同的限流（快速和缓慢）。在轻度过载条
件下，当 VICS 峰值增加到缓慢限流电平 (VOCL1) 以上时，
内部反馈补偿电压将缓慢降低以限制输入功率。此情况将
一直持续，直到 VICS 峰值降至 VOCL1 以下。在较为严重
的过载条件下，VICS 峰值将超过快速限流阈值 (VOCL2) 且
内部反馈补偿电压将快速降低以限制输入功率，如 图 64
所示。此情况将一直持续，直到 VICS 峰值降至 VOCL2 以
下。VICS 值的限流阈值还会随着电压感测信号 (VFB) 的减
弱而改变，以便在过载条件下限制输出电流，如图 65
示。当转换器在深低于谐振操作下运行较长的保持时间
(请参考保持时间升压功能) 时，这些限制阈值将变为较高
的值 (VOCL1.BR 和 VOCL2.BR)。
VICS
PROUT1
Current
transformer
PROUT1
RICS
+
VSENSE
CICS
ICS
VICS
-
-
(4) 过流保护 (OCP1)：当VICS 峰值大于 VOCP1 (1.9 V)
时，将触发过流保护。将增加 150 ns 去抖动时间，以进
行过流保护。当转换器在深低于谐振操作下运行较长的保
持时间（请参考保持时间升压功能）时，这些 OCP 阈值
将变为较高的值 (VOCP1.BR)。
VICS
+
PROUT1
Q2
RCS2
CS
PROUT2
Main
transformer
Primary
winding
VCS
Output Power
RCS1
Fast Current limit
Slow Current limit
图 61.
1
V
0.8
CTX
FAN7688 的电流感测
dt
0.6
VICS
0.4
SR Shrink
0.2
SR Enable
0
SR Disable
4
3
0.075V 0.15V
2
VICSPK
50mV
0.2V
1.2V
1.45V
VCTX
1
0
VICS
-1
-2
图 63.
-3
-4
与 VICS 峰值电压有关的功能
time
图 62.
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通过 VSENSE 生成积分信号 (VICS)
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由于电流感测电压 (VICS) 积分的峰值与 LLC 谐振转换器
的平均输入电流成比例关系，用于四个主要功能，如
图 63所示。
电流检测
IPR
VCS
PROUT1
VOCP2N
(-3.5V)
VOCP1
VOCL2
VOCL1
PROUT1
PROUT2
VOCP2P
(3.5)V
IPR
VCS
VOCP2N
(-3.5V)
PROUT1
VOCP1
PROUT1
VOCL2
VOCL1
PROUT2
图 66.
图 64.
通过频率偏移（补偿截止）的 ICS 引脚限流
COMP
CS 引脚的过流保护
Compensation
Voltage
+
3V
-
0.3V
+
D Q
-
VOCL2
1.45V
3.5V
VOCL1
1.2V
QN
PROUT1
NON ZVS
detect
OCP2
+
CS
PFM block
+
Compensation
Cutback
OCP
1.0V
3.5V
ICS
0.75V
1.9V
0.5V
+
0.25V / 0.20V
-
-
0.6V
图 65.
2.0V
2.4V
PROUT1
0.15V /
+
0.075V
VFB
-
限流阈值调制与反馈电压的函数关系
PROUT1
D Q
SR Shrink
QN
D Q
SR Skip
QN
+
CS 引脚上的瞬时开关电流感测还用于以下功能。
OCL1
PROUT1
(1) 非零电压开关预防：当补偿电压 (VCOMP) 大于 3 V 且
VCS 峰值小于 0.3 V 时，将检测到 NonZVS 条件，从而
减弱内部补偿信号以增加开关频率。
D Q
QN
+
OCL2
-
PROUT1
(2) 过流保护 (OCP2)：当 VCS 大于 3.5 V 或小于 -3.5 V
时，将触发过流保护 (OCP)。还会在 CS 引脚上感测到
初级端瞬时电流。由于 CS 引脚上的 OCP 阈值为 3.5 V
和 -3.5 V (如图 66所示)，因此通常通过使用分压器从
VSENSE 获得 CS 信号，如图 61 所示。将增加 150 ns 去
抖动时间以进行 OCP。
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OCP1
+
图 67.
Compensation
Cutback
D Q
QN
利用电流感测信号
软启动和输出电压调节
图 68 显示了反馈控制和闭环软启动的简化电路框图。在
正常的稳态运行中，软启动 (SS) 引脚将连接到箝位在
2.4 V 的误差放大器同相输入端。反馈环路在检测到的输
出电压与 SS 引脚电压相同时运行。在启动期间，内部电
流源极 (ISS.T) 会对 SS 电容器进行充电，SS 引脚电压将
逐渐增加。由于处于闭环 SS 控制，因此输出电压也会单
调增加。
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VOCP2P
(3.5)V
完成保护后自动重启
FAN7688 的所有保护均为非闭锁自动重启，延迟重启将
通过充电或放电 SS 电容器实现，如图 70 所示。在正常
运行期间，SS 电容器电压将被箝位在 2.4 V。在触发任
意保护后，将禁用 SS 箝位电路。然后，SS 电容器将通
过内部电流源极 (ISS.UP) 充电到 4.7 V。然后，SS 电容器
将通过内部电流源极 (ISS.DN) 充电到 0.1 V。再次将 SS
进行三次充电和放电后，将使能自动恢复。
VSS
VIN
Q1
Discharged by ISS.DN
Charged by ISS.UP
1/8 time scale
4.7V
3.6V
Cr
Lr
2.4V
Charged by ISS.T
Q2
0.1V
VO
Shutdown delay
time
Ip
Lm
time
ICS
1.2V
PROUT2
PROUT1
time
VCOMP
PFM
UP
SS
Control DN
ISS
Disable SS
clamp
30µA
time
ISS.UP
10µA
SS
DBLCK
触发保护后的自动重启
输出短路保护
为了在严重的故障条件期间通过功率级尽可能降低功耗，
FAN7688 提供输出短路保护 (OSP)。如果输出严重过载
或短路，则反馈电压 (输出电压感测) 不会与误差放大器
的参考电压 (2.4 V) 相同。如果误差放大器的参考电压与
FB 电压之差大于 1.2 V，将立即触发 OSP，而不会等到
OLP 触发，如图 71 所示。
ISS.DN
2.4V
COMP
图 70.
10µA
FB
4.8V
图 68.
闭环软启动的原理图
3.6V
VSS
2.4V
1.2V
VSS
VFB
4.8V
time
3.6V
Ip
2.4V
time
time
Ip
VICS
1.2V
time
0.0V
time
图 69.
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图 71.
软启动延迟关断
输出短路保护
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SS 电容器还用于过载保护 (OLP) 期间的关断延迟时间。
图 69 显示了 OLP 波形。在正常运行期间，SS 电容器电
压将被箝位在 2.4 V。如果输出过载，则 VCOMP 将饱和至
高电平，SS 电容器将从箝位电路通过 SS 控制块去耦。
ISS 受到 DBLCK 的阻碍，SS 电容器通过电流源极 ISS.UP 缓
慢充电。当 SS 电容器的电压达到 3.6 V 时，将触发
OLP。软启动电容器从 2.4 V 充电到 3.6 V 所需的时间决
定了过载保护的关断延迟时间。
5VB
通 过 单 个 引 脚 （ RDT 引 脚 ） ， 初 级 端 栅 极 驱 动 信 号
（PROUT1 和 PROUT2）和次级端 SR 栅极驱动信号
（SROUT1 和 SROUT2）之间的死区时间将使用开关电
流源来调节，如图 72 和图 73 所示。在使能 5 V 偏压
后，将上拉 RDT 引脚电压。在 RDT 引脚电压达到 1.4 V
后，CDT 上的电压将通过内部电流源 IDT 放电到 1 V。随
后，将禁用 IDT，RDT 引脚电压将通过 RDT 电阻充电。
如图 73 所示，RDT 引脚电压从 1 V 上升值 3 V 所需时
间 (TSET1) 的 1/64 决定了次级端 SR 栅极驱动信号之间的
死区时间。
RDT
VRDT
IDT
CDT
S1
图 72.
随后将禁用开关电流源 IDT 并对 RDT 引脚电压进行放
电。RDT 引脚电压从 3 V 降至 1 V 所需时间 (T SET2)
的 1/32 决定了初级端栅极驱动信号之间的死区时间。在
RDT 电压下降到 1 V 后，将第二次禁用电流源 IDT，从而
允许 RDT 电压充电到 5 V。
TSET1 / 64= SROUT Dead Time
TSET2 / 32= PROUT Dead Time
5V
4V
3V
0 显示了使用建议的 RDT 和 CDT 组件值编程的 SROUT
和 PROUT 死区时间。由于时间是通过内部 40 MHz 时
钟信号测得的，因此死区时间设置的分辨率为 25 ns。因
而，最长和最短死区时间分别限制为 75 ns 和 375 ns。
要在考虑电路参数容差的同时确保稳定的 SR 运行，不建
议采用 75 ns 死区时间，尤其是对于 SR 死区时间。
2V
1V
TSET1
图 73.
在轻负载条件下，当 FAN7688 在 PWM 模式下运行时，
死区时间将翻倍，以降低开关损耗。
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RDT 引脚的内部电流源
TSET2
RDT 引脚的多功能操作
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死区时间设置
CDT=180 pF CDT=220 pF
RDT
SROUT PROUT SROUT PROUT
DT (ns) DT (ns) DT (ns) DT (ns)
CDT=270pF
CDT=330 pF CDT=390 pF CDT=470 pF CDT=560 pF
SROUT
DT (ns)
PROUT
DT (ns)
SROUT
DT (ns)
PROUT SROUT
DT (ns) DT (ns)
PROUT
DT (ns)
SROUT
DT (ns)
PROUT
DT (ns)
SROUT PROUT
DT (ns) DT (ns)
28 k
75
375
75
375
75
375
100
375
125
375
150
375
175
375
30 k
75
250
75
325
100
375
100
375
125
375
150
375
175
375
33 k
75
200
75
250
100
300
125
375
150
375
175
375
200
375
36 k
75
175
75
200
100
250
125
325
150
375
175
375
225
375
40 k
75
150
100
175
125
225
150
275
175
325
200
375
250
375
44 k
75
125
100
150
125
200
150
250
175
300
225
350
275
375
48 k
100
125
125
150
150
175
175
225
200
275
250
325
300
375
53 k
100
100
125
125
150
175
200
200
225
250
275
300
325
375
58 k
125
100
150
125
175
150
200
200
250
250
300
300
350
350
64 k
125
100
150
125
175
150
225
200
275
225
325
275
375
325
71 k
150
100
175
125
200
150
250
175
300
225
350
250
375
325
78 k
150
100
175
100
225
150
275
175
325
200
375
250
375
300
86 k
175
75
200
100
250
125
300
175
375
200
375
250
375
300
94 k
175
75
225
100
275
125
325
175
375
200
375
225
375
275
104 k
200
75
250
100
300
125
375
150
375
200
375
225
375
275
114 k
225
75
275
100
325
125
375
150
375
175
375
225
375
275
126 k
250
75
300
100
375
125
375
150
375
175
375
225
375
275
138 k
275
75
325
100
375
125
375
150
375
175
375
225
375
250
152 k
300
75
350
100
375
125
375
150
375
175
375
225
375
250
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表 1. PROUT 和 SROUT 的死区时间设置
通过比较时序电容电压 (VCT) 与内部 3 V 参考限制最小开
关频率，如图 74所示。由于时序电容电压的上升斜率取
决于与 FMIN 引脚连接的电阻 (RFMIN)，因此将通过以下
公式确定最小开关频率：
f SW .MIN 100kHz
10k
RFMIN
(1)
在内部 40 MHz 时钟上运行的数字计数器限制了最小可
编程开关频率。由于使用了 10 位计数器，因此通过数字
振 荡 器 得 到 的 最 小 开 关 频 率 为
39 kHz
(40 MHz/1024=39 kHz)。因而，允许的 RFMIN 最大值
为 25.5 KΩ。
图 75.
VCOMP
VCOMP
VSAW
PWM 模式入口电平设置
脉冲跳变工作
1V
3V
如 图 76 所 示 ， 由 于 负 载 减少 导 致 COMP 电 压 降 至
VCOMP.SKIP (1.25 V) 以下时，将采用脉冲跳变工作，以降
低开关损耗。随着 COMP 电压升至 1.3 V 以上，将恢复
开关操作。在 FB 电压升至 VFB.OVP1 (2.65 V) 以上时，还
将使能脉冲跳变工作，以限制输出电压上升太快。随着
FB 电压降至 VFB.OVP2 (2.3 V) 以下，将恢复开关操作。
3V
VCT
VCT
1V
1V
PROUT1
PROUT1
PROUT1
PROUT1
PROUT2
PROUT2
(a) PFM by COM voltage
(b) minimum Frequency limit
ICS
Integrated signal (VICS)
3/4
Ip
Reset
+
VSAW
VREF
VCT
+
-
PROUT2
1.5V
CT
3V
+
Digital
OSC
-
PROUT1
Min Freq Comparator
RFMIN
VCOMP.I
VCOMP.I
VSAW
PWM
control
1V
PROUT1
U1
COMP
Cutback
VCOMP
FMIN
1V
2.4V
SS
VCOMP.SKIP
VCOMP
PROUT2
COMP
PWMS
50mV
FB
图 76.
图 74.
同步整流
最下开关频率设置
FAN7688 使用双缘跟踪自适应栅极驱动方法相对于两个
不同的时间参考预测 SR 电流过零瞬间。图 77 和图 78
显示了在低于和高于谐振下操作的双边跟踪自适应 SR 驱
动方法的工作波形。为简化说明，将假设 SR 死区时间为
零。第一个跟踪电路用于测量 SR 导通时间 (TSR_CNDCTN)
并使用此信息为持续时间与前一开关循环的 SR 导通时间
相同的下一开关循环生成第一个自适应驱动信号
(VPRD_DRV1)。第二个跟踪电路用于测量定义为从初级端驱
动下降沿到对应 SR 关断瞬间 (TEXT) 的持续时间的关断
延长时间。随后，此信息将用于为下一个开关周期生成第
二个自适应驱动信号 (VPRD_DRV2)。当初级端驱动信号的
关断位于低于谐振操作对应 SR 后面时，第二个自适应
SR 驱动信号与对应的初级端栅极驱动信号相同。然而，
当初级端驱动信号的关断位于高于谐振操作对应 SR 的关
断瞬间之前时，通过将对应的初级端栅极驱动信号延长前
一开关循环的 TEXT 生成第二个自适应 SR 驱动信号。
PWM 模式入口电平设置
由于负载减少导致 COMP 电压降至 VCOMP.PWM 以下时，
内部 COMP 信号将被箝位在阈值电平，PFM 运行将切换
到 PWM 模式。通过 PWMS 引脚上的电阻在 1.5 V 和
1.9 V 之间编程 PWM 入口电平阈值，如图 75 所示。在
FAN7688 进入 PWM 模式后，将禁用 SR 栅极驱动器。
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脉冲跳变工作
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最小频率设置
IDS.PRI
图 80 和图 81 显示 SR1DS 引脚电压的典型波形和其他
主要波形。由于 SR1DS 引脚的电压额定值为 4 V，因此
分压器的设计应保证此引脚上不会出现过压。可以将其它
旁路电容 (CDS) 连接到 SR1DS 引脚，以提高抗噪能力。
但是，通过旁路电容和分压器电阻生成的等效时间常数应
小于检测电路的内部 RC 时间常数 (100 ns) ，才能实现
正确的 SR 电流过零检测。
IDS.PRI
SR2_OFF becomes HIGH
if ΔV>0.2V
SR1_OFF becomes HIGH
if ΔV>0.25V
100ns
ISR
ISR
ΔV
TSR_CNDCTN(n+1)
TSR_CNDCTN (n)
ΔV
ISR2
VRC VSR1DS
0.5V
SR2
100ns
VPROUT
VPROUT
*
TSR_CNDCTN (n-1)
TEXT(n)
TSR_CNDCTN*
(n)
SR1_OFF
TEXT(n+1)
SR2_OFF
SR2_OFF
ISR1
VPRD1(n)
VPRD1(n+1)
SR1
TEXT* (n)
+
0.5V
-
VPRD2 (n)
VPRD2 (n+1)
+
图 77.
RDS2
RDS1
CDS
IDS.PRI
IDS.PRI
ISR
SR1_OFF
-
双缘跟踪自适应 SR 控制（低于谐振）操作
图 79.
ISR
0.25V
VSR1DS
SR1DS
VRC
RC
=100ns
S
Q
R
Q
+
SR2_OFF
-
0.2V
通过单个引脚的（SR1DS 引脚）SR 导通检测
VSR1.DS
TSR_CNDCTN(n)
TSR_CNDCTN(n+1)
5V
VPROUT
3V
4V
VPROUT
2V
TEXT(n)
TSR_CNDCTN* (n-1)
VPRD1 (n)
TEXT(n+1)
1V
TSR_CNDCTN* (n)
ISR1
VPRD1 (n+1)
TEXT* (n)
VPRD2 (n)
图 78.
ISR2
VPRD2(n+1)
Ip
双缘跟踪自适应 SR 控制（低于谐振）操作
每个开关周期的 SR1 和 SR2 的 SR 导通时间通过单个引
脚（SR1DS 引脚）测得。通过 100 ns RC 时间常数获得
的 SR1DS 电压及其延迟信号的比较结果如 图 79 所示。
当 SR 导通时，SR1DS 电压将被箝位到接地或高压轨
(输出电压的两倍)，如图 80 所示。但是，如果存在开关
转换，SR1DS 电压将快速变化。在两个 SR MOSFET
均关闭后，SR1DS 电压将振荡。如果在上升沿和下降沿
上 SR1DS 电 压 变 化 速 度 分 别 快 于 0.25 V/100 ns 和
0.2 V/100 ns ， 将 检 测 到 SR 导 通 状 态 的 开 关 转 换 。
FAN7688 将根据检测到的开关转换，预测下一个开关周
期的 SR 电流过零瞬间。RC 时间常数导致的 100 ns 检
测延迟将在 SR 的正确栅极驱动的内部计时检测电路中进
行补偿。
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图 80.
低于谐振操作的 SR 导通检测波形
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由于第二个自适应栅极驱动信号的关断瞬间相对于初级端
栅极驱动信号的下降沿扩展了 TEXT ，因此此信号的持续
时间必然随开关频率发生变化。通过合并 VPRD_DRV1 和
VPRD_DRV2 这两个信号与 AND 门，将获得最佳自适应栅
极驱动信号。
离线电源的保持时间定义为输出电压要在 AC 输入电压移
除后保持在调节范围内所需的时间。由于输入降压电容电
压在保持时间内降低，因此需要从降压电容输出更多电流
才能为负载提供相同的功率。在为标称输入电压设计固定
的电源功率限制大小后，由于电源的输入电流增加，保持
时间将受到限制。
4V
3V
2V
1V
ISR1
FAN7688 具有保持时间升压功能，如果 LLC 谐振转换器
在保持时间内在低于谐振操作下运行，该功能可增加 ICS
引 脚 电 压 上 的 限 流 阈 值 。 当 SR 导 通 时 间 小 于 长 于
1.6 ms 的半个开关周期的 94% 时，将使能此保持时间升
压操作。当 SR 导通时间大于长于 3.2 ms 的半个开关周
期的 98% 时，ICS 引脚上的限流值将恢复至正常值。
ISR2
Ip
1.7V
1.45V
1.2V
图 81.
VOCL2
VOCL1
高于谐振操作的 SR 导通检测波形
Ipr
SR conduction time
< 94%
Half switching period
SR conduction time
Half switching period
图 82.
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保持时间升压功能运行
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保持时间升压功能
VSR1DS
5V
假设开关频率与谐振频率相同，电流互感器 (VSENSE) 的次级端电压的峰值 v 通过以下公式确定：
VSENSE PK I O
NS
1
( RCS1 RCS 2 )
2 N P nCT
[示例] 在标称负载条件下，IO=20 A，NP=35，NS=2，nCT=50，RCS1+RCS2=100 Ω VSENSEPK=3.59 V。
选择的 CS 引脚上的分压器应保证在正常运行期间不会触发 OCP。
VCS PK I O
NS
2 NP
RCS1
1
3.5V
nCT RCS1 RCS 2
[示例] 在标称负载条件下，IO=21 A，NP=35，NS=2，nCT=50，RCS1=30 Ω，RCS2=70 Ω VCSPK=1.07 V。
选择的 ICS 引脚上的电阻和电容应保证在正常运行期间不会触发限流。
VICS PK I O
N S 1 RCS1 RCS 2 1
1
1.2V
N P nCT
RICS
CICS 2 f SW
[示例] 在标称负载条件下，Io=20 A，NP=35，NS=2，nCT=50，RCS1=30 Ω，RCS2=70 Ω，RICS=10 kΩ，CICS=1 nF
，fS=100 kHz。
VICSPK=1.14 V（由于拟积分效应，实际 VICSPK 比图 62 所示的低 10%）。
假设实际的 VICSPK (VICSPKA) 为 1 V，选择的软启动电容应确保在满载条件下启动期间不会触发过载保护。
TSS
CSS 2.4V
COUT VO
I SS
1.2 VICS PKA
IO
VICS PKA
[示例] IO=20 A，CSS=680 nF，ISS=40 µA，COUT=7,200 µF，VICSPKA=1 V，VO=12.5 V。
TSS
CSS 2.4V
COUT VO
40.8ms
22.5ms
I SS
1.2 VICS PK
I
O
VICS PK
VSENSE
VICS
Q1
PROUT1
PROUT1
PROUT2
PROUT1
PROUT1
RICS
ICS
+
VSENSE
CICS
+
VICS
Digital
OSC
1:nCT
Q2
Primary
side
winding
RCS2
NP
RCS1
VCS
VCOMP.I
-
-3.5V
+
NS
U1
COMP
Cutback
2.4V
SS
VCOMP
PWMS
COUT
NS
RFMIN
FMIN
1V
PWM
control
-
VO
1.5V
CT
3V
VCOMP.I
+
3.5V
OCP
Main
transformer
VCT
+
-
CS
PROUT2
VREF
-
-
-
VSAW
+
+
ICS
analyzer
Integrated signal (VICS)
-
Current
transformer
COMP
FB
Secondary Side winding
图 84.
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用于电流感测和软启动的基本应用电路
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电流感测和软启动的快速设置指南
应用
Fairchild 器件
输入电压范围
输出
PC 电源
FAN7688
350~400 VDC
12 V/21 A (252 W)
特性
肖特基二极管整流效率提高 4%。
在 50% 负载下达到 96.7% 的峰值效率。
在 100% 负载下达到 96.0% 的峰值效率。
在 20% 负载下达到 95% 的效率。
在 10% 负载下达到 89.7% 的效率。
可通过添加与每个 SR 并联的低 VF 肖特基整流器提高轻负载效率（
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