TD1730

        Techcode® DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 General Description  Features    The  TD1730  is  a  single‐phase,  constant‐on‐time,  synchronous  PWM  controller,  which  drives  N‐channel  MOSFETs.  The  TD1730  steps  down  high  voltage  to  generate  low‐voltage  chipset  or  RAM  supplies  in  notebook  computers.  The  TD1730  provides  excellent  transient  response  and  accurate DC voltage output in either PFM or PWM Mode. In  Pulse Frequency Mode (PFM), the TD1730 provides very high  efficiency over light to heavy loads with loading‐ modulated  switching  frequencies.  In PWM  Mode, the converter works  nearly at constant frequency for low‐noise requirements.  The TD1730 is equipped with accurate positive current‐ limit,  output  under‐voltage,  and  output  over‐voltage  protections,  perfect  for  NB  applications.  The  Power‐On‐  Reset  function  monitors  the  voltage  on  VCC  to  prevent  wrong  operation  during  power‐on.  The TD1730  has  a 1ms  digital  soft‐start  and  built‐in  an  integrated  output  discharge  method  for  soft‐stop.  An  internal  integrated  soft‐start  ramps  up  the  output  voltage  with  programmable slew rate to reduce the start‐up current. A  soft‐stop  function actively  discharges  the  output  capacitors  with  controlled  reverse inductor current.  The TD1730 is available in 10pin TDFN 3x3 package.  z z z z z z z z z z z z z z z z z z z z z Adjustable Output Voltage from +0.7V to +5.5V  0.7V Reference Voltage  ±1% Accuracy Over‐Temperature  Operates from an Input Battery Voltage Range of +1.8V  to +32V  Power‐On‐Reset Monitoring on VCC Pin  Excellent Line and Load Transient Responses  PFM Mode for Increased Light Load Efficiency  Selectable PWM Frequency from 4 Preset Values  Integrated MOSFET Drivers  Integrated Bootstrap Forward P‐CH MOSFET  Adjustable Integrated Soft‐Start and Soft‐Stop  Selectable Forced PWM or Automatic PFM/PWM Mode Power Good Monitoring  70% Under‐Voltage Protection  125% Over‐Voltage Protection  Adjustable Current‐Limit Protection  Using Sense Low‐Side MOSFET’s RDS(ON)  Over‐Temperature Protection  Auto Rework from Protection Mode  TDFN‐10 3x3 Package  Lead Free and Green Devices Available (RoHS Compliant) Applications    z z z z Notebook  Table PC  Hand‐Held Portable  AIO PC  z LCD Monitor / TV z Battery Charger z ADSL Modem z Telecom / Networking Equipment    December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  1  Techcode®         DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730   Pin Assignments    GND and Thermal Pad (connected to GND plane for better heat dissipation)    PIN FUNCTION NO. TDFN3x3 TDFN2x2 1  1  2  2  3  3  4  4  5  ‐  6  6  7  7  8  8  9  9  10  10  Exposed  Pad    NAME 5  Power  Good  Output.  POK  is  an  open  drain  output  used  to  indicate  the  status  of  the output voltage.  Connect the POK in to +5V through a pull‐high resistor.  Current‐Limit Threshold Setting Pin. There is an internal source current 10 uA through a resistor from OCSET  OCSET pin to GND. This pin is used to monitor the voltage drop across the Drain and Source of the  low‐side MOSFET for current‐limit. Enable Pin of The PWM Controller. When the EN is above enable logic level, the Device is workable. EN  When the EN is below shutdown logic level, the device is in shutdown and only low leakage current is  taken from VCC  and VIN. Output Voltage Feedback Pin. This pin is connected to the resistive divider that set the desired output FB  voltage.  The  POK,  UVP,  and  OVP  circuits  detect  this  signal  to  report output voltage status.  This  Pin is Allowed  to  Adjust The Switching Frequency. Connect  a  resistor  RRF    to set switching  frequency  as  show  in  Table1.  The  pin  also  controls  forced  PWM  mode  or PFM/PWM auto skip mode  RF  selection. When RF pin is pulled down to GND, the device is in automatic PFM/PWM Mode. When RF pin  is pulled high to POK, the device is in force PWM mode.  POK  Output  of  The  Low‐side MOSFET Driver. Connect this pin to Gate  of  the  low‐side  LGATE  MOSFET. Swings from GND to VCC.  Supply  Voltage  Input  Pin  for  Control  Circuitry.  Connect  +5V  from  the  VCC  pin  to  the GND pin.  VCC  Decoupling at least 1u F of a MLCC capacitor from the VCC pin to the GND pin.  Junction  Point    of    The    High‐side    MOSFET    Source,    Output    Filter    Inductor    and    The  PHASE  Low‐side  MOSFET  Drain.  Connect  this  pin  to  the  Source  of  the  high‐side  MOSFET. PHASE serves as the lower supply rail for the UGATE high‐side gate driver.  UGATE  Output  of  The  High‐side  MOSFET  Driver.  Connect  this  pin  to  Gate  of  the  high‐side MOSFET.  Supply Input for The UGATE Gate Driver and An Internal Level‐shift Circuit. Connect to an    external    BOOT  capacitor    to    create    a    boosted    voltage    suitable    to    drive    a    logic‐level N‐channel  MOSFET.  GND  Signal Ground for The IC    December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  2          Techcode® DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Ordering Information    TD1730    □ □      Circuit Type                                                                                                                          Packing: Blank：Tube R:Type and Reel Package     Q:TDFN  Functional Block Diagram    Functional Block Diagram of TD1730      December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  3  Techcode®         DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Absolute Maximum Ratings  Symbol VCC VBOOT‐GND VBOOT Parameter VCC Supply Voltage (VCC to GND) BOOT Supply Voltage (BOOT to GND) BOOT Supply Voltage (BOOT to PHASE) All Other Pins (POK, OCSET, EN, FB, and RF to GND) UGATE Voltage (UGATE to PHASE)   Pulse Width 400ns  LGATE Voltage (LGATE to GND)  PHASE Voltage (PHASE to GND) VPHASE TJ TSTG TSDR Rating ‐0.3 ~ 7 ‐0.3 ~ 35 ‐0.3 ~ 7 ‐0.3 ~ VCC+0.3 ‐5 ~ VBOOT+0.3  ‐0.3 ~ VBOOT+0.3 Unit V V V V V Pulse Width 400ns  ‐5 ~ VCC+0.3  ‐0.3 ~ VCC+0.3 V Pulse Width 400ns ‐5 ~ 35  ‐1 ~ 32 V Maximum Junction Temperature Storage Temperature Maximum Soldering Temperature, 10 Seconds 150 ‐65 ~ 150 260 C C o C o o Note: Stresses beyond those listed under "absolute maximum ratings" may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only and functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated under "recommended operating conditions" is not implied. Exposure to absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability Recommended Operating Conditions  Symbol VIN VCC VOUT IOUT TA TJ Parameter Converter Input Voltage VCC Supply Voltage Converter Output Voltage Converter Output Current Ambient Temperature Junction Temperature Range 1.8 ~32 4.5 ~ 5.5 0.7 ~ 5.5 ~ 25 ‐40 ~ 85 ‐40 ~ 125 Unit V V V A o C o C Note: Refer to the typical application circuit. Thermal Characteristics  Symbol θJA Parameter Thermal Resistance‐Junction to Ambient    3mmx3mm TDFN‐10 Typical Value 55 Unit °C/W Note: θJA is measured with the component mounted on a high effective the thermal conductivity test board in free air. The exposed pad of package is soldered directly on the PCB. December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  4  Techcode®         DATASHEET High-Performance PWM Controller Electrical Characteristics  TD1730 Refer to the typical application circuit. These specifications apply over VVCC = 12V, TA = ‐40°C to 85°C, unless otherwise noted. Typical values are at TA = 25°C.  Symbol Parameter Test Conditions TD1730 Unit Min. Typ. Max. VOUT AND VFB VOLTAGE VOUT Output Voltage VREF Reference Voltage Adjustable output range 0.7 - Regulation Accuracy TA = 25 oC -0.5 TA = 0 oC ~ 85 oC -0.8 -1.0 o o TA = -40 C ~ 85 C 5.5 V 0.7 IFB FB Input Bias Current FB = 0.7V - 0.02 TDIS VOUT Discharge Time EN low to FB = 0V - 12 - V - +0.5 % - +0.8 % - +1.0 % 0.1 uA - ms SUPPLY CURRENT IVCC IVCC SHDN VCC Input Bias Current VCC Shutdown Current VCC Current, PWM, EN = 5V, VFB = 0.735V, PHASE = - 250 0 5V EN = GND, VCC = 5V - 0 520 uA 1 uA SWITCHING FREQUENCY AND SUTY AND INTERNAL SOFT-START RRF = 470k RRF = 200k FSW Switching Frequency RRF = 100k RRF = 39k , TA = 25oC, VIN=8V, VOUT =1.1V, IOUT=10A o , TA = 25 C, VIN=8V, VOUT =1.1V, IOUT=10A o , TA = 25 C, VIN=8V, VOUT =1.1V, IOUT=10A , TA = 25oC, VIN=8V, VOUT =1.1V, IOUT=10A 115 135 155 140 165 180 155 185 215 185 215 245 80 110 140 ns kHz TON(MIN) Minimum On Time TOFF(MIN) Minimum Off Time VFB = 0.65V, VPHASE = -0.1V, OCSET = OPEN 350 450 550 ns Internal Soft-Start Time EN High to VOUT Regulation (95%) 0.7 1.0 1.3 ms TSS GATE DRIVER UGATE Pull-Up Resistance BOOT-UGATE = 0.5V - 1.5 3 Ω UGATE Sink Resistance UGATE-PHASE = 0.5V - 0.7 1.8 Ω LGATE Pull-Up Resistance PVCC-LGATE = 0.5V - 1.0 2.2 Ω LGATE Sink Resistance LGATE-GND = 0.5V - 0.5 1.2 Ω UGATE to LGATE Dead-Time UGATE falling to LGATE rising - 20 - LGATE to UGATE Dead-Time LGATE falling to UGATE rising - 20 0.5 ns - ns BOOTSTRAP SWITCH VF Ron VVCC - VBOOT-GND, IF = 10mA - IR Reverse Leakage VBOOT-GND = 30V, VPHASE = 25V, VVCC = 5V - 0.8 - V 0.5 uA VCC POR THRESHOLD VVCC THR Rising VSS POR Threshold 4.2 VCC POR Hysteresis 4.35 - 4.45 100 V - mV - V CONTROL INPUTS EN Voltage Threshold Enable 1.8 - Shutdown - - 0.5 V     December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  5  Techcode®         DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Electrical Characteristics(Cont.) Symbol Parameter T Test Conditions Min. Unit Typ. Max. CONTROL INPUTS (CONT.) EN Leakage EN = 0V - Forced PWM Mode RF Setting Threshold 0.1 1.8 1.0 uA - PFM/PWM Auto Skip Mode - - - V 0.5 V 93 % POWER-OK INDICATOR POK in from Lower (POK Goes High) VPOK IPOK POK Threshold 87 90 POK Low Hysteresis (POK Goes Low) - POK out from Normal (POK Goes Low) 120 3 125 POK Leakage Current VPOK = 5V POK Sink Current VPOK = 0.5V 2.5 7.5 POK Enable Delay Time EN High to POK High 1.4 2.0 2.6 IOCSET OCP Threshold IOCSET Sourcing 10 11 IOCSET Temperature Coefficient On The Basis of 25°C Current-Limit Threshold Setting VOCSET-GND Voltage, Over All Range Temperature Over Current-Limit (VOCSET-GND-VGND-PHASE) Voltage, VOCSET-GND=60mV - 0.1 - % 130 % 1.0 uA - mA ms CURRENT SENSE IOCSET TCIOCSET VROCSET C t Off t Zero Crossing Comparator 9 VGND-PHASE Voltage, EN=3.3V - 4500 0.24 - -10 0 uA - o ppm/ 1.6 V 10 mV mV -9.5 0.5 10.5 60 70 80 Off PROTECTION VUV UVP Threshold UVP Hysteresis UVP Debounce Interval UVP Enable Delay VOVR EN High to UVP Workable OVP Rising Threshold VFB Rising, DV=10mV 3 - 16 - 1.4 2 2.6 120 125 130 % us ms % - 1.5 - us OTP Rising Threshold (Note 4) - 140 - o OTP Hysteresis (Note 4) - 25 - o OVP Propagation Delay TOTR - % C C Note : Guaranteed by design, not production tested.     December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  6  Techcode®         DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Typical Operating Characteristics  Start with Vin-En No Load Start with En-Vin No Load CH1，Vin  CH1，Vin  CH2，Vout  CH2，Vout  CH3，EN  CH3，EN  3.4A Load Ripple test Load Transient 0.1A-3.4A CH1，Vout  CH1，PHASE  CH3，Iload  CH3，Iload  CH4，Vout                  December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  7  Techcode®         DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Typical Operating Characteristics(Cont.)  Short Circuit recovery Short Circuit Test CH1，PHASE  CH1，PHASE  CH3，Isw  CH3，Isw  CH4，Vout  CH4，Vout  Shurtdown with EN No Load Efficiency vs. Load CH1，Vin  CH2，Vout  CH3，EN  December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  8          Techcode® DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Typical Application Circuit                December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  9          Techcode® DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Function Description  Constant‐On‐Time PWM Controller with Input Feed‐Forward  The constant‐on‐time control architecture is a pseudofixed requency  with input voltage feed‐forward. This architecture elies on the output  filter capacitor’s effective series esistance (ESR) to act as a    current‐sense resistor, so the output ripple voltage provides the PWM  Forced‐PWM Mode  ramp signal.In PFM operation, the high‐side switch on‐time controlled  The RF pin should be pulled high to POK and the converter is in  by the on‐time generator is determined solely by a oneshot whose  forced‐PWM operation mode. The Forced‐PWM mode disables the  pulse width is inversely proportional to input voltage and directly  zero‐crossing comparator, which truncates the low‐side switch on‐time  proportional to output voltage. In PWM operation, the high‐side switch  at the inductor current zero crossing. This causes the low‐side  on‐time is determined by a switching frequency control circuit in the  gate‐drive waveform to become the complement of the high‐side  on‐time generator block.  gatedrive waveform. This in turn causes the inductor current to reverse  The switching frequency control circuit senses the switching frequency  at light loads while UGATE maintains a duty factor of VOUT/VIN. The  of the high‐side switch and keeps regulating it at a constant frequency  benefit of Forced‐PWM mode is to keep the switching frequency fairly  in PWM mode. The design improves the frequency variation and is  constant. The Forced‐PWM mode is the most useful for reducing audio  more outstanding than a conventional constant‐on‐time controller,  frequency noise, improving load‐transient response, and providing  which has large switching frequency variation over input voltage,output  sink‐current capability for dynamic output voltage adjustment.  current, and temperature. Both in PFM and PWM,the on‐time  Power‐On‐Reset  generator, which senses input voltage on PHASE pin, provides very fast  A Power‐On‐Reset (POR) function is designed to prevent wrong logic  on‐time response to input line transients.  controls when the VCC voltage is low. The POR function continually  Another one‐shot sets a minimum off‐time (450ns,typical). The on‐time  monitors the bias supply voltage on the VCC pin if at least one of the  one‐shot is triggered if the error comparator is high, the low‐side switch  enable pins is set high. When the rising VCC voltage reaches the rising  current is below the current‐limit threshold, and the minimum off‐time  VCC POR Threshold (4.35V, typical), the POR signal goes high and the  oneshot has timed out.  chip initiates soft‐start operations. There is almost no hysteresis to POR  Pulse‐Frequency Modulation (PFM)  voltage threshold (about 100mV typical). When VCC voltage drops  When VRF is below the RF low threshold (0.5V, maximum),the  lower than 4.25V (typical), the POR disables the chip.  converter is in automatic PFM/PWM operation mode.In PFM mode, an  EN Pin Control  automatic switchover to pulse‐frequencymodulation (PFM) takes place  When VEN is above the EN high threshold (1.8V, typical), the converter  at light loads. Thisswitchover is affected by a comparator that truncates  is enabled. When VEN is below the EN low threshold (0.5V, typical), the  the low‐side switch on‐time at the inductor current zero crossing. This  chip is in the shutdown and only low leakage current is taken from VCC. mechanism causes the threshold between PFM and PWM operation to  Digital Soft‐Start  coincide with the boundary between continuous and discontinuous  The TD1730 integrates digital soft‐start circuits to ramp up the output  inductor‐current operation (also known as the critical conduction  voltage of the converter to the programmed regulation setpoint at a  point).The on‐time of PFM is given by:  predictable slew rate. The slew rate of output voltage is internally  controlled to limit the inrush current through the output capacitors    Where FSW is the nominal switching frequency of the converter in  during softstart process. The figure 1 shows soft‐start sequence.When  PWM mode.  initiates a soft‐start process to rampup the output voltage. The  The load current at handoff from PFM to PWM mode is given by:  soft‐start interval is 1ms (typical)and independent of the UGATE    the EN pin is pulled above the rising EN threshold voltage, the device  December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  10          Techcode® DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Function Description(Cont.)  Under‐Voltage Protection (UVP)  switching frequency.  In the operational process, if a short‐circuit occurs, the output voltage  will  drop  quickly.  When  load  current  is  bigger  than  current‐limit  threshold  value,  the  output  voltage  will  fall  out  of  the  required  regulation  range.  The  undervoltage  protection  circuit  continually  monitors  the  FB  voltage  after  soft‐start  is  completed.  If  a  load  step  is  strong enough to pull the output voltage lower  than the undervoltage  threshold,  the  under‐voltage  threshold  is  70%  of  the  nominal  output  voltage,  the  internal  UVP  delay  counter  starts  to  count.  After  16μs  debounce  time,  the  device  turns  off  both  high‐side  and  low‐side  MOSEFET with latched and starts a soft‐stop process to shut down the  output gradually. Toggling enable pin to low or recycling VCC,will clear  the  latch  and  bring  the  chip  back  to  operation.When  Short‐circuit  is’t    occurs the chip can auto rework.  During soft‐start stage before the PGOOD pin is ready,the  Over‐Voltage Protection (OVP)  under‐voltage protection is prohibited. The over‐voltage and  The over‐voltage function monitors the output voltage by FB pin. When  current‐limit protection functions are enabled. If the output capacitor  the FB voltage increases over 125% of the reference voltage due to the  has residue voltage before start‐up, both low‐side and high‐side  high‐side  MOSFET  failure  or  for  other  reasons,  the  over‐voltage  MOSFETs are in off‐state until the internal digital soft‐start voltage  protection comparator designed with a 1.5μs noise filter will force the  equals to the VFB voltage. This will ensure that the output voltage starts  lowside  MOSFET  gate  driver  fully  turn  on  and  latch  high.  This  action  from its existing voltage level.In the event of under‐voltage,  actively  pulls  down  the  output  voltage.This  OVP  scheme  only  clamps  over‐temperature, or shutdown, the chip enables the soft‐stop  the  voltage  overshoot  and  does  not  invert  the  output  voltage  when  function. The soft‐stop function discharges the output voltage to the  otherwise  activated  with  a  continuously  high  output  from  low‐side GND. The duration of the discharge time is 8ms.  MOSFET driver.  It’s a common problem for OVP  schemes with a latch.  Power OK Indicator  Once  an  over‐voltage  fault  condition  is  set,  it  can  only  be  reset  by  The  TD1730  features  an  open‐drain  POK  pin  to  indicate  output  toggling EN, VCC power‐on‐reset signal.The chip will auto rework when  regulation  status.  In  normal  operation,  when  the  output  voltage  rises  Voltage normal.  90%  of  its  target  value,  the  POK  goes  high  after  63us  internal  delay.  Current‐Limit  When  the  output  voltage  outruns  70%  or  125%  of  the  target  voltage,  The  current‐limit  circuit  employs  a  “valley”  current‐sensing  algorithm  POK signal will be pulled low immediately.  (See Figure 2). The TD1730 uses the low‐side MOSFET’s RDS(ON) of the  Since the FB pin is used for both feedback and monitoring purposes, the  synchronous rectifier as a current‐sensing element. If the magnitude of  output  voltage  deviation  can  be  coupled  directly  to  the  FB  pin  by  the  the  current‐sense  signal  at  PHASE  pin  is  above  the  currentlimit  capacitor  in  parallel  with  the  voltage  divider  as  shown  in  the  typical  threshold,  the  PWM  is  not  allowed  to  initiate  a  new  cycle.  The  actual  applications.  In  order  to  prevent  false  POK  from  dropping,  capacitors  peak  current  is  greater  than  the  currentlimit  threshold  by  an  amount  need  to  parallel  at  the  output  to  confine  the  voltage  deviation  with  equals to the inductor ripple current. Therefore, the exact current‐limit  severe load step transient.  characteristic  and  maximum  load  capability  are  the  functions  of  the    sense resistance, inductor value, and input voltage.    December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  11          Techcode® DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Function Description(Cont.)  conditions, which increases lifetime of the TD1730. The chip will auto  rework when junction temperature normal.  Programming the On‐Time Control and PWM Switching Frequency  The TD1730 does not use a clock signal to produce PWM. The device  uses the constant‐on‐time control architecture to produce pseudo‐fixed  frequency with input voltage feed‐forward. The on‐time pulse width is  proportional to output voltage VOUT and inverses proportional to input  voltage VIN. The switching frequency is selectable from four preset    values by a resistor connected to RF pin as shown in Table1.  The PWM controller uses the low‐side MOSFETs on‐resistance RDS(ON)  TD1730 doesn’t have VIN pin to calculate on‐time pulse width.  to monitor the current for protection against shortened outputs. The  Therefore, monitoring VPHASE voltage as input voltage to calculate  MOSFET’s RDS(ON) is varied by temperature and gate to source voltage,  on‐time when the high‐side MOSFET is turned on. And then, use the  the user should determine the maximum RDS(ON) in manufacture’s  relationship between ontime and duty cycle to obtain the switching  datasheet.  frequency.  The OCSET pin can source 10μA through an external resistor for  adjusting current‐limit threshold. The voltage at OCSET pin is equal to  10μA x ROCSET. The relationship between the sampled voltage VOCSET  and the current‐limit threshold ILIMIT is given by:    Where ROCSET is the resistor of current‐limit setting threshold.  Resistance RRF(kΩ) Switching Frequency Fsw(Khz) 470 135 200 165 100 185 39 215   RDS(ON) is the low side MOSFETs conducive resistance. ILIMIT is the  setting current‐limit threshold. ILIMIT can be expressed as IOUT minus  half of peak‐to‐peak inductor current.  The PCB layout guidelines should ensure that noise and DC errors do  not corrupt the current‐sense signals at PHASE. Place the hottest power  MOSEFTs as close to the IC as possible for best thermal coupling. When  combined with the under‐voltage protection circuit, this current‐limit  method is effective in almost every circumstance. The chip will auto  rework when Current normal.  Over‐Temperature Protection (OTP)  When the junction temperature increases above the rising threshold  temperature TOTR, the IC will enter the overtemperature protection  state that suspends the PWM,which forces the UGATE and LGATE gate  drivers outputlow. The thermal sensor allows the converters to start a  start‐up process and regulate the output voltage again after the  junction temperature cools by 25oC. The OTP is designed with a 25oC  hysteresis to lower the average TJ during continuous thermal overload  December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  12          Techcode® DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Application Information  Output Voltage Setting  This results in a larger output ripple voltage. Besides, the inductor  The output voltage is adjustable from 0.7V to 5.5V with a  needs to have low DCR to reduce the loss of efficiency.  resistor‐divider connected with FB, GND, and converter’s output. Using  Output Capacitor Selection  1% or better resistors for the resistor‐divider is recommended. The  Output voltage ripple and the transient voltage deviation are factors  output voltage is determined by:  which have to be taken into consideration when selecting an output  capacitor. Higher capacitor value and lower ESR reduce the output    Where 0.7 is the reference voltage, RTOP is the resistor connected from  ripple and the load transient drop. Therefore, selecting high  converter’s output to FB, and RGND is the resistor connected from FB  regulator applications. In addition to high frequency noise related to  to GND. Suggested RGND is in the range from 1k to 20kΩ. To prevent  MOSFET turn‐on and turnoff,the output voltage ripple includes the  stray pickup, locate resistors RTOP and RGND close to TD1730.  capacitance voltage drop ΔVCOUT and ESR voltage drop ΔVESR caused  Output Inductor Selection  by the AC peak‐to‐peak inductor’s current. These two voltages can be  The duty cycle (D) of a buck converter is the function of the input  represented by:  performance low ESR capacitors is recommended for switching  voltage and output voltage. Once an output voltage is fixed, it can be  written as:    These two components constitute a large portion of the total output    The inductor value (L) determines the inductor ripple current, IRIPPLE,  voltage ripple. In some applications, multiple capacitors have to be  and affects the load transient reponse. Higher inductor value reduces  paralleled to achieve the desired ESR value. If the output of the  the inductor’s ripple current and induces lower output ripple voltage.  converter has to support another load with high pulsating current,  The ripple current and ripple voltage can be approximated by:  more capacitors are needed in order to reduce the equivalent ESR and  suppress the voltage ripple to a tolerable level. A small decoupling    capacitor (1μF) in parallel for bypassing the noise is also recommended,  Where FSW is the switching frequency of the regulator.Although the  and the voltage rating of the output capacitors are also must be  inductor value and frequency are increased and the ripple current and  considered.To support a load transient that is faster than the switching  voltage are reduced, a tradeoff exists between the inductor’s ripple  frequency, more capacitors are needed for reducing the voltage  current and the regulatorload transient response time.  excursion during load step change. Another aspect of the capacitor  A smaller inductor will give the regulator a faster load transient  selection is that the total AC current going through the capacitors has to  response at the expense of higher ripple current. Increasing the  be less than the rated RMS current specified on the capacitors in order  switching frequency (FSW) also reduces the ripple current and voltage,  to prevent the capacitor from over‐heating.  but it will increase the switching loss of the MOSFETs and the power  Input Capacitor Selection  dissipation of the converter. The maximum ripple current occurs at the  The input capacitor is chosen based on the voltage rating and the RMS  maximum input voltage. A good starting point is to choose the ripple  current rating. For reliable operation, selecting the capacitor voltage  current to be approximately 30% of the maximum output current. Once  rating to be at least 1.3 times higher than the maximum input voltage.  the inductance value has been chosen, selecting an inductor which is  The maximum RMS current rating requirement is approximately  capable of carrying the required peak current without going into  IOUT/2,where IOUT is the load current. During power‐up, the input  saturation. In some types of inductors, especially core that is made of  capacitors have to handle great amount of surge current.For low‐duty  ferrite, the ripple current will increase abruptly when it saturates.  notebook appliactions, ceramic capacitor is recommended. The  December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  13  Techcode®         DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Application Information(Cont.)  capacitors must be connected between the drain of high‐side MOSFET  Note that both MOSFETs have conduction losses while the high‐side  and the source of low‐side MOSFET with very low‐impeadance PCB  MOSFET includes an additional transition loss.The switching interval,  layout.  tSW, is the function of the reverse transfer capacitance CRSS. The  MOSFET Selection  (1+TC) term is a factor in the temperature dependency of the RDS(ON)  The application for a notebook battery with a maximum voltage of 24V,  and can be extracted from the “RDS(ON) vs. Temperature” curve of the  at least a minimum 30V MOSFETs should be used. The design has to  power MOSFET.  trade off the gate charge with the RDS(ON) of the MOSFET:  Layout Consideration  For the low‐side MOSFET, before it is turned on, the body diode has  In any high switching frequency converter, a correct layout is important  been conducting. The low‐side MOSFET driver will not charge the miller  to ensure proper operation of the regulator.With power devices  capacitor of this MOSFET.In the turning off process of the low‐side  switching at higher frequency, the resulting current transient will cause  MOSFET, the load current will shift to the body diode first. The high  voltage spike across the interconnecting impedance and parasitic circuit  dv/dt of the phase node voltage will charge the miller capacitor through  elements. As an example, consider the turn‐off transition of the PWM  the low‐side MOSFET driver sinking current path. This results in much  MOSFET. Before turn‐off condition, the MOSFET is carrying the full load  less switching loss of the lowside MOSFETs. The duty cycle is often very  current. During turn‐off,current stops flowing in the MOSFET and is  small in high battery voltage applications, and the low‐side MOSFET will  freewheeling by the low side MOSFET and parasitic diode. Any parasitic  conduct most of the switching cycle; therefore, when using smaller  inductance of the circuit generates a large voltage spike during the  RDS(ON) of the low‐side MOSFET, the converter can reduce power loss.  switching interval. In general, using short and wide printed circuit traces  The gate charge for this MOSFET is usually the secondary consideration.  should minimize interconnecting impedances and the magnitude of  The high‐side MOSFET does not have this zero voltage switching  voltage spike. Besides, signal and power grounds are to be kept  condition; in addition, because it conducts for less time compared to  separating and finally combined using ground plane construction or  the low‐side MOSFET, the switching loss tends to be dominant. Priority  single point grounding. The best tie‐point between the signal ground  should be given to the MOSFETs with less gate charge, so that both the  and the power ground is at the negative side of the output capacitor on  gatedriver loss and switching loss will be minimized.  each channel, where there is less noise. Noisy traces beneath the IC are  The selection of the N-channel power MOSFETs are not recommended. Below is a checklist for your layout:  determined by the RDS(ON), reversing transfer capacitance ∙Keep the switching nodes (UGATE, LGATE, BOOT,and PHASE) away from  (CRSS) and maximum output current requirement. sensitive  small  signal  nodes  since  these  nodes  are  fast  moving  The losses in the MOSFETs have two components:conduction loss and  signals.Therefore,  keep  traces  to  these  nodes  as  short  as  possible  and  transition loss. For the high‐side and low‐side MOSFETs, the losses are  there  should  be  no  other  weak  signal  traces  in  parallel  with  theses  approximately given by the following equations:  traces on any layer.  ∙The signals going through theses traces have both high dv/dt and high  di/dt with high peak charging and discharging current. The traces from    the gate drivers to the MOSFETs (UGATE and LGATE) should be short  Where  and wide.  IOUT is the load current  ∙Place the source of the high‐side MOSFET and the drain of the low‐side  TC is the temperature dependency of RDS(ON)  MOSFET as close as possible.Minimizing the impedance with wide  FSW is the switching frequency  tSW is the switching interval  D is the duty cycle  December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  14          Techcode® High-Performance PWM Controller DATASHEET TD1730 Application Information(Cont.)  layout plane between the two pads reduces the voltage bounce of the    node. In addition, the large layout plane between the drain of the  MOSFETs (VIN and PHASE nodes) can get better heat sinking.  ∙The GND is the current sensing circuit reference ground and also the  power ground of the LGATE lowside MOSFET. On the other hand, the  GND trace should be a separate trace and independently go to the  source of the low‐side MOSFET. Besides, the current sense resistor  should be close to OCSET pin to avoid parasitic capacitor effect and  noise coupling.  ∙Decoupling capacitors, the resistor‐divider, and boot capacitor  should be close to their pins. (For example,place the decoupling  ceramic capacitor close to the drain of the high‐side MOSFET as close  as possible.)  ∙The input bulk capacitors should be close to the drain of the  high‐side MOSFET, and the output bulk capacitors should be close to  the loads. The input capacitor’s ground should be close to the  grounds of the output capacitors and low‐side MOSFET.  ∙Locate the resistor‐divider close to the FB pin to minimize the high  impedance trace. In addition, FB pin traces can’t be close to the  switching signal traces(UGATE, LGATE, BOOT, and PHASE).        December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  15          Techcode® DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Package Information  TDFN3x3-10     December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  16          Techcode® DATASHEET High-Performance PWM Controller TD1730 Design Notes   December,  20,  2011                                                        Techcode  Semiconductor  Limited                                                  www.techcodesemi.com  17