VPS8701

VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 1 特点 3 说明  全桥拓扑结构 VPS8701 是一款专门为小体积、低待机功耗的微  高集成度，外围简单 功率隔离电源而设计的变压器驱动器，其外围只需匹配  内置 30V /0.25ΩNMOS 简单的输入输出滤波电容、隔离变压器和整流电路，即  内置 30V /0.60ΩPMOS 可实现 6.5~30V 输入电压、多种输出电压、输出功率  0.45A 电流钳位限制 1~2W 的隔离电源。  6.5-30V 输入电压范围 VPS8701 内部集成两个 N 沟道功率 MOSFET 和两  输入冲击电压高达 38V 个 P 沟道功率 MOSFET，并组成桥式连接方式。芯片内  开关频率可编程 部集成振荡器提供一对高精度互补信号，能有效确保两  可持续短路保护、过温保护，自恢复 路功率 MOSFET 驱动的高度对称性，避免电路在工作  芯片工作温度-40℃~+125℃ 过程发生偏磁。 VPS8701 内部集成调频功能以及多种保护方式。 2 应用领域 针对不同的应用需求可实现频率调节，同时内部设计有  CAN\RS-485\RS-232\SPI\I2C 等低功耗隔离电源 高精度的死区控制电路确保在各种工作条件下不出现  过程控制 共通现象；集成了过流检测保护和过温保护，避免在开  精密仪器\医疗仪器 关电源输出短路等异常情况下损坏器件。  分布式电源\无线电电源\电信电源  低噪声隔离式 USB 电源  低噪声灯丝电源  IGBT 栅极驱动电源 器件信息 型号 封装 尺寸 SPQ VPS8701 SOT23-6 3.0mm*2.8mm 3000 4 简化应用 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 1 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 5 引脚及功能 名称 编号 类型 描述 EN 1 I 使能引脚。引脚电压拉成低电位时芯片停止工作，悬空或高电位时芯片正常运行。 GND 2 P 逻辑电路地和模拟电路地。 CLK 3 I VD2 4 O 变压器驱动输出 2。 VIN 5 I 电源输入，利用 1uF 电容将 VIN 旁路到 GND，电容尽量靠近器件放置。 VD1 6 O 变压器驱动输出 1。 振荡器时钟调节输入。此引脚悬空时工作频率的典型值为 250K，可外接电阻到 GND 引脚用于调节振荡器的工作频率。 6 技术规格 6.1 绝对最大额定值 VIN 输入电压 VIN LDMOS 管漏极电压 VD1，VD2 LDMOS 管峰值电流 I（VD1）Pk ，I（VD2）Pk EN,CLK 引脚电压 EN，CLK 最大工作结温 TJMAX 存储温度范围 TSTG 最小值 最大值 单位 -0.3 38 V 1.2 A 6.6 V 150 ℃ 150 ℃ -0.3 -55 超过绝对最大额定值的应力可能会对器件造成永久性损坏。这些仅为应力额定值，并不意味着器件在这些或任 何其他条件下的功能操作超出了推荐工作条件下的指示。长期暴露在绝对最大额定条件下可能会影响器件的可靠 性。所有电压都与接地有关。电流为正输入，负输出。 6.2 ESD 能力 V(ESD) 抗静电能力 数值 单位 人体模式 HBM，per ESDA/JEDEC JS-001-2017;(Zap 1 pulse，Interval：>=0.1S) ±4000 V 机器模式 CDM，per ESDA/JEDEC JS-002-2014 ±1000 V For more information@www.vpsct.cn Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 2 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 6.3 推荐工作条件 最小值 VIN 输入电压 VIN LDMOS 管漏极电流 典型值 6.5 IVD1，IVD2 工作结温 TJ -40 最大值 单位 30 V 0.3 A 125 ℃ 6.4 电气性能参数 在没有特别说明的情况下，以下参数在 VIN=12V，温度 T=25℃、CLK 悬空的条件下测得。 符号 参数 测试条件 最小 典型 最大 单位 30 V 6.4 V 输入引脚 VIN VIN 输入电压范围 6.5 VIN（ON） 启动电压 EN 悬空，VIN 上升 VIN（HYS） 回差电压 EN 悬空，VIN 下降 IQ VIN 静态电流 VD1、VD2、CLK、EN 悬空 IVIN（EN） 使能关断后 VIN 的电流 VEN（ON） 4.9 5.9 1.1 1.5 V 2.1 2.8 mA EN=0 12 20 uA EN 使能开启电压 VEN 电压上升 1.51 V VEN（HYS） EN 使能关断回差 VEN 电压下降 100 mV IEN(SRC) EN 流出的电流大小 VEN 电压上升至 VEN（ON）+0.1V 20 uA 使能引脚 EN 输出端口 VD1\VD2 DMM VD1\VD2 脉宽失配比例 RDSN(ON) NMOS 管导通电阻 0% T=25℃，IDS=0.2A 0.25 T=100℃，IDS=0.2A 0.34 T=25℃，IDS=0.2A 0.60 T=100℃，IDS=0.2A 0.80 Ω RDSP(ON) PMOS 管导通电阻 VSLEW 电压摆率 VD1 和 VD2 之间接 240Ω电阻 350 V/us tBBM VD1\VD2 间隔时间 VD1 和 VD2 之间接 240Ω电阻 180 ns ILIM 电流钳位限制值 VD1 和 VD2 短接，测试 VIN 的电流 350 450 fSW0 默认频率 CLK 悬空 228 250 272 kHz fSW1 外接电阻调频 CLK 接 47kΩ电阻到地 400 470 540 kHz 145 162 178 ℃ 600 mA 调频引脚 CLK 过温保护 TSHDN 过温保护阈值 TSHDN（HYS） 过温保护回差 TOFFMIN(OTP) 过温保护最小关断时间 For more information@www.vpsct.cn 27 18 2 ℃ Tsw Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 3 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 6.5 典型特征曲线 图 1 输出电压 vs 输出电流 图 2 转换效率 vs 输出电流 (VPS8701+VPT87DB-01B,12V to 5V/1W) (VPS8701+VPT87DB-01B,12V to 5V/1W) 图 3 输出电压 vs 输出电流 (VPS8701+VPT87FB-01B,24V to 5V/1W) 图 5 输出电压 vs 输出电流 (VPS8701+VPT87DD-01B,12V to 12V/1W) For more information@www.vpsct.cn 图 4 转换效率 vs 输出电流 (VPS8701+VPT87FB-01B,24V to 5V/1W) 图 6 转换效率 vs 输出电流 (VPS8701+VPT87DD-01B,12V to 12V/1W) Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 4 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 图 7 频率 vs 环境温度 图 8 频率 vs RT 图 9 频率 vs 输入电压 图 10 死区时间 vs RT 图 11 钳位电流 vs 输入电压 图 12 钳位电流 vs 环境温度 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 5 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 7 参数测试电路 图 7.1 fsw0\ VSLEW \tBBM 的测试电路 图 7.2.VD1 和 VD2 引脚电压时序图 图 7.3 ILIM 测试电路 图 7.4 ILIM 测试时序图 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 6 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 8 功能及原理 8.1 概述 VPS8701 是一款适用于全桥拓扑结构的 DCDC 隔离型开关电源集成控制器，桥式驱动方式的变压器绕组少，成本低。满足 6.5V~30V 的应用，兼容性强。电流过大时钳位限制功率管电流，既保证了芯片自身工作在安全区，又使得外围器件免受大电流冲击。 它的工作频率可以通过 CLK 引脚来设定（悬空时为默认频率），并且在两路驱动之间设计了死区时间 tBBM，既避免了共通的现象， 又可降低功率管开通时的漏源电压，减小了开关损耗。 可通过 EN 引脚来控制芯片的开通或关断。EN 被拉成高电位时（悬空时被自行拉成高电位），芯片正常运行；EN 被拉成低电位 时，芯片停止工作，实现超低待机功耗。 8.2 功能框图 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 7 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 8.3 工作模式 8.3.4 输出短路保护原理 8.3.1 全桥驱动时序 全桥变换器输出短路保护由电流钳位驱动模式和延时恢复 式过温保护模式共同作用来实现。在输出短路时，变压器原边绕 组 NP 被钳位，承接的压降较小，输入电源 VIN 大部分压降由 N 沟道 MOS 管承接，那么检测到功率管通过较大的电流，芯片进 入电流钳位驱动模式，由于功率管发热致使芯片的温度逐渐上升 至触发延时恢复式过温保护模式。环境温度越低，或者输入电压 越小时温度上升的速率越小，都会使得温度上升至过温保护的时 间越长，从而获得自适应的超强容性负载能力。即使在温度较高 图 8.3.1 驱动时序图 图 8.3.1 中，NG1 和 NG2 分别对应功率管 NM1 和 NM2 的环境下，延时恢复的模式也使容性负载达到最优。 8.3.5 一般工作模式 栅极电压的逻辑电平，它们的高电平脉宽相同，高电平之间存在 在启动阶段，由于变换器输出电容的电压较低，功率管的电 一段时间同时为低电平，该时间为死区时间 tBBM，用以避免两路 流较大，那么此阶段以电流钳位驱动模式启动；当变换器输出电 功率管的共通现象，以及实现功率管在较低漏源电压下开通，减 压达到额定输出电压附近时，功率管电流较小，驱动电压增加使 小开关损耗。tBBM 主要由振荡器时钟 CLK 的低电平时间形成，从 其导通内阻最小。 而它的大小与芯片的工作频率相关联，频率越小死区时间越大， 8.3.6 使能关断模式 反之越小。在关断功率管 NM1 和 NM2 时检测其栅极电压大小， 为了实现超低待机功耗，VPS8701 具有使能控制端口 EN， 待功率管关断后才产生 tBBM，避免驱动延时及其温度系数而影响 它的电压小于 1.51V 时器件停止工作。器件内部 EN 处有两个上 死区时间的大小，确保全输入电压范围应用中的一致性。 拉电阻， 一个是到 VIN 的 1.1MΩ电阻， 一个是连接在 EN 和 3.7V 8.3.2 电流钳位驱动模式 电压之间的电阻 180kΩ，当 EN 电压被拉低关闭器件后，3.7V 在变换器启动阶段、输出短路时或者变压器磁饱和时，会检 电压变为 0V，所以使能关闭后器件的功耗等于输入电压 VIN 在 测到通过功率管的电流过大，则减小功率管 NM1 和 NM2 的栅 1.1MΩ电阻上产生的电流。 极驱动电压，限制它的电流大小等于电流钳位限制值(Current 8.3.7 频率编程 clamp limit)ILIM，这样既保证功率管处于安全工作区，又使得变 频率设置引脚 CLK 的基准电压为 1.2V，它在该引脚处连接 压器和输出整流二极管免受大电流的冲击，提高变换器的可靠 到 GND 的电阻上产生基准电流，与内部电容形成振荡器的时间 性。 常数。内部在 CLK 与 GND 之间已连接 41.4kΩ的电阻，产生 CLK 8.3.3 延时恢复式过温保护模式 悬空时的默认频率 250kHz。在 CLK 外围连接电阻 RT 到“地” 芯片内部温度超过设定值时进入保护状态，禁止开启所有功 率管。再次恢复到驱动功率管的模式，必须满足两个条件：1、 温度往下回撤至恢复阈值以下；2、强制休息时间已结束。这种 保护模式，在过温保护后再次重启时芯片内部温度更接近环境温 可设置更高的工作频率。公式为： 10350 41.4 fsw= = 1+ ×250（kHz） RT 41.4‖RT （kΩ） 度，上升到过温保护触发点具有最大的温差范围，驱动功率管的 最大时间更长，从而具有更大的容性负载能力，避免在较大输出 电容下出现过温保护后启动异常的现象。 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 8 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 8.4 全桥变换器 8.4.1 全桥变换器工作原理 全桥变换器的工作过程接近 100%占空比向副边传输能量， 因此具备很高的转换效率，同时也具有良好的动态特性。经整流 后，理论上只需要很小的输出滤波电容，即可达到幅值较小的输 出电压纹波。但是，为了保证全桥变换器原边两路开关管切换过 程不出现共通的现象和尽量小的开关损耗，控制器会设定一定的 死区时间来保证工作过程的可靠，在死区时间内，全桥变压器不 能向负载传输能量，而是由输出电容提供，因此会产生一定幅值 的输出电压纹波。 8.4.2 磁芯磁化 图 8.4.2 推挽变压器磁芯磁化曲线 图 8.4.1 全桥变换器的工作过程示意图 当 S=0 时，P 型沟道 MOS 管 PM1 和 N 型沟道 MOS 管 全桥变压器的正常工作需要满足“伏秒平衡”的要求，即变 压器励磁过程产生的伏-秒积应等于去磁过程产生的伏-秒积。如 NM2 导通，P 型沟道 MOS 管 PM2 和 N 型沟道 MOS 管 NM1 不相等，则可能会出现磁芯饱和的现象。它的磁芯磁化曲线如图 截止，形成第一方向的隔离传输：在变压器原边，电流从输入电 8.4.2 所示，其中 B 表示为磁芯的磁通密度，H 表示为磁芯内部 源正端 VIN 经过 PM1 后从变压器原边绕组 NP 的同名端流入， 的磁场强度。当开关管 PM1 和 NM2 开通时，全桥变压器处于 异名端流出，并经过 NM2 后流到输入电源 GND；在变压器副 “励磁”阶段，磁通密度将沿着 A 至 A’的箭头方向持续增加， 边，电流从绕组 NS1 的异名端流入，同名端流出，再经过正向导 PM1 和 NM2 关断时刻，磁通密度将达到正向最大值 A’，当开 通整流二极管 D1 后到达变换器的输出端，绕组 NS2 无电流通过， 关管 PM2 和 NM1 开通时，全桥变压器处于“去磁”阶段，磁 整流二极管 D2 处于截止状态。 通密度将沿着 A’至 A 的箭头方向持续减小，PM2 和 NM1 关断 当 S=1 时，P 型沟道 MOS 管 PM2 和 N 型沟道 MOS 管 时刻，磁通密度将达到负向最大值 A。磁通密度 B 的大小主要由 NM1 导通，P 型沟道 MOS 管 PM1 和 N 型沟道 MOS 管 NM2 开关管开通过程变压器原边绕组的电压幅值 Vp 和开关管开通时 截止，形成第二方向的隔离传输：在变压器原边，电流从输入电 间 Ton 的乘积决定，即 Vp*Ton，通常称之为“伏-秒积”。变压 源正端 VIN 经过 PM2 后从变压器原边绕组 NP 的异名端流入， 器的正常工作要求满足“伏秒平衡”的原则，即变压器励磁过程 同名端流出，并经过 NM1 后流到输入电源 GND；在变压器副 产生的伏-秒积应等于去磁过程产生的伏-秒积。如不相等，则会 边，电流从绕组 NS2 的同名端流入，异名端流出，再经过正向导 出现偏磁现象，随着变换器的持续工作，偏磁能量的累积最终会 通整流二极管 D2 后到达变换器的输出端，绕组 NS1 无电流通过， 导致磁芯的磁通密度向偏磁的方向逐渐增加而超出磁性元件的 整流二极管 D1 处于截止状态。 饱和磁密范围，最终导致磁芯饱和无法正常工作。 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 9 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 9 典型应用 图 9 典型应用原理图 9.1 设计要求 以下典型应用案例，是基于输入电压 12V±10%，隔离非稳压 5V 输出，最大输出功率为 1W 的典型应用，电源的相关技术指标 如下表所示： 输入输出规格参数表 技术规格 最小值 典型值 最大值 单位 输入电压 10.8 12.0 13.2 V 输出电压 --- 5.0 --- V 输出电流 --- 0.2 --- A 输出纹波+噪声 --- 50 100 mV 电压调整率 --- --- 1.5 % 负载调整率 --- --- 10 % 转换效率 --- 85 --- % 可靠性要求 输出短路保护 可持续，自恢复 工作温度 -40 --- 85 ℃ 隔离耐压 3000 --- --- VDC 9.2 输入电容选型 如图 9 所示，输入电容 C1 兼顾储能、滤波和去耦的作用。 9.3 输出整流二极管选型 输出整流电路建议采用低导通压降和反向恢复时间较短的 如有需要，可在芯片的 VIN 和 GND 之间额外并联一个 0.1uF 的 肖特基二极管，这样能为全桥变换器带来更优的负载调整率和更 陶瓷去耦电容，去耦电容应尽量靠近芯片放置。全桥变换器的工 高的转换效率。本应用方案采用的是输出全波整流电路结构，整 作过程，电容 C1 为变换器提供一定大小的瞬态电流，因此容量 流二极管的反向电压应力为输出电压幅值的 2 倍，因此输出整流 建议在 1uF-10uF 的范围内选取，以减小输入电压纹波。电容的 二极管的反向耐压幅值应按照输出电压的最大幅值（在最高输入 耐压必须能够满足最高输入电压的要求，同时保证降额使用，推 电压，最小负载条件下）的 2 倍以上选取，且要保证降额使用。 荐采用 ESR 较小且温度特性相对稳定的贴片陶瓷电容。为了达到 输出整流二极管应选择能够满足实际工作温度范围要求的型号， 更好的滤波效果，电容 C1 应尽可能靠近芯片放置，功率回路走 尤其要注意的是，在最高工作温度条件下，肖特基二极管的反向 线尽量加粗且短，避免在工作过程中交变电流流经 PCB 引线电 漏电流会大幅增加，因此需要根据二极管的高温工作特性合理的 感产生不必要的电压尖峰。 降额使用，具体可查看二极管规格书的温度降额曲线。 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 10 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 为确保全桥变换器在任何工况下可靠稳定工作，输出整流二 极管的选型还需考虑在输出端出现短路异常时的最大工作电流。 边绕组的匝数，ILIM-MAX 为芯片的电流钳位限制最大值。 在输出短路保护模式工作过程，全桥变换器处于延时恢复式 VPS8701 在进入输出短路保护模式后，芯片会自动切换成电流 过温保护工作模式，芯片从进入自恢复工作过程，到触发过温保 钳位驱动模式， 将 MOS 管的工作电流限制在电流钳位限制值 ILIM 护停止工作的这段时间内，整流二极管处于最大工作电流状态， （典型值为 450mA，最大值为 600mA），此时可根据变压器匝 因此输出整流二极管选型时还应保证其正向浪涌电流峰值 数比关系得出输出整流二极管的最大工作电流，可通过以下公式 （IFSM-Forward current surge peak）能满足要求。 计算： 本应用方案可选用型号为 RB160M-30 的肖特基二极管，此 I D  MAX  NP  I LIM  MAX NS 其中 NP 为全桥变压器原边绕组的匝数，NS 为全桥变压器副 二极管在 75℃工作温度条件下，正向导通压降约为 280mV@0.2A，反向漏电流约为 90uA@15V，正向浪涌电流峰 值为 IFSM=30A。如果有更高的工作温度设计要求，应选择高温 条件下反向漏电流更小的肖特基二极管。 图 9.3 肖特基二极管 RB160M-30 工作特性曲线 9.4 输出电容选型 全桥变换器理论上可实现 100%占空比向副边传输能量，但 为了保证变换器的可靠工作，两桥臂开关切换过程需要预留一定 的死区时间，以防止出现共通。死区时间内，输出能量主要依靠 输出滤波电容 C3 提供，因此在此阶段会产生一定幅值的输出纹 波。实际使用时，电容 C3 推荐使用 4.7uF-10uF 的陶瓷电容， 可为变换器带来更好的滤波效果。 9.5 全桥变压器选型 原副边绕组匝数比估算 得出整流二极管在最大输出负载条件下的正向导通压降 VF。即可 根据原边绕组的输入电压与副边绕组的输出最小电压估算全桥 变压器的原副边绕组匝数比。 在标称输入，输出满载条件下，全桥变压器原边绕组两端的 输入电压为： VP  VIN - PO-MAX ( RDSP ( ON )  RDSN ( ON ) )   VIN 其中，PO-MAX 为全桥变换器的最大输出功率，η为标称输入， 满载条件下全桥变换器估算的转换效率，RDSP(ON)和 RDSN(ON)分别 假设已根据设计要求选定了全桥变换器的输出整流二极管， For more information@www.vpsct.cn Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 11 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 为芯片内置 P-MOS 管和 N-MOS 管的导通电阻。 输出满载条件下，副边绕组的输出最小电压为： VS  VO - MIN  VF 其中，VO-MIN 为满载条件下，全桥变换器允许输出的最小电 压，为保证全负载条件下输出电压特性曲线满足规格要求，VO-MIN 可按标称输出电压的 97%估算(标称输出电压的-3%精度)，VF 为 满载条件下所选输出整流二极管的正向导通压降。 由上述公式可得出原副边绕组匝数比的计算公式： N PS  V IN  PO  MAX  ( R DSP ( ON )  R DSN ( ON ) )   V IN VO  MIN  V F 以本应用案例的输入输出要求，可估算得出全桥变压器原副 边绕组的匝数比为： N PS  12V  1W  (0.60Ω 0.25Ω) 0.85  12V  2 .3 5V  0.97  0.34V 全桥变压器伏秒积估算 隔离电源应用，通常规定标称输入电压的±10%作为电源的输入 范围，因此全桥变压器的伏秒积应按照电源输入电压的上限作为 计算依据。同时还应考虑芯片本身设定的频率和容差，满足最小 工作频率条件下不会出现饱和现象。通过 VPS8701 施加在变压 器原边绕组的最大伏秒积是在已设定好的最小工作频率对应开 关周期的一半、最高输入电压条件下产生。因此，全桥变压器最 小伏秒积估算可参考如下计算方法： Vt MIN  VIN  MAX  TMAX VIN  MAX  2 2  f MIN 以本应用案例的设计要求，假设已设定好的工作频率典型值 为 250KHz，最小工作频率为 228KHz，在最高输入条件下，所 选全桥变压器的伏秒积应满足： Vt MIN  12V  110 %  28.95Vs 2  228 KHz 全桥变压器的选型应根据实际应用要求寻找合适大小的伏 秒积和原副边绕组匝数比，同时最大输出功率、隔离电压等级、 隔离分布电容等也应作为全桥变压器选型的重要参考依据。 为防止变压器饱和，所选用全桥变压器的伏秒积必须大于 VPS8701 在所有正常工况下产生的最大伏秒积。在窄范围输入 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 12 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 10 典型应用电路 图 10.1 图 10.2 图 10.3 图 10.4 VIN（V） VOUT(V) 12 5 24 5 12 12 12 24 24 24 24 12 12 15 12 9 24 9 For more information@www.vpsct.cn TR 隔离电压 参考原理图 图 10.1 VPT87DFB01B 图 10.2 图 10.1 VPT87DDF01B 图 10.3 3750VDC 图 10.4 图 10.2 VPT87DFE01B VPT87DFC01B 图 10.1 图 10.1 图 10.2 Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 13 VPS8701 微功率隔离电源专用芯片 6.5-30VIN/30V/0.3A 功率管 11 封装信息 SOT23-6 12 订购信息 器件 封装形式 管脚数 包装方式 数量 VPS8701 SOT23-6 6 卷带 3000 丝印* VPS8701 XXXX MSL 等级 MSL-3 *丝印说明： VPS——公司代号 8701——产品型号 XXXX——产品追溯识别码 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Jun. 2020,Very power Incorporated 14