VPS8505

VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 1 特点 3 说明  推挽拓扑结构 VPS8505 是一款专门为小体积、低待机功耗微功  高集成度，外围简单 率隔离电源而设计的推挽式变压器驱动器，其外围只需  内置 24V /0.1Ω 匹配简单的输入输出滤波电容、隔离变压器和整流电  1.7A 电流钳位限制 路，即可实现 3.3V 或 5V 输入、3.3V~24V 输出、输出  2.3-6V 输入电压范围 功率 1~3W 的隔离电源。  具备频率同步功能  具备使能关断功能 互补信号以驱动两个 N 沟道 MOSFET。芯片内部按照  可持续短路保护、过温保护，自恢复 对称结构设计，能有效确保两个功率 MOSFET 的高度  芯片工作温度-40℃~+125℃ 对称性，避免电路在工作过程发生偏磁。芯片具有使能 LDMOS VPS8505 芯片内部集成振荡器，提供一对高精度 功能和频率同步功能，同时内部设计有高精度的死区控 2 应用领域  CAN\RS-485\RS-232\SPI\I2C 等低功耗隔离电源  过程控制  精密仪器\医疗仪器  分布式电源\无线电电源\电信电源  低噪声隔离式 USB 电源  低噪声灯丝电源  IGBT 栅极驱动电源 制电路确保在各种工作条件下不出现共通现象。 器件信息 型号 封装 尺寸 SPQ VPS8505 SOT23-6 3.0mm*2.8mm 3000 4 简化应用 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 5 引脚及功能 名称 编号 类型 描述 VD1 1 O 变压器驱动输出 1 VCC 2 P 电源输入，利用 1uF 电容将 VCC 旁路到 GND，电容尽量靠近器件放置。 VD2 3 O 变压器驱动输出 2。 GND 4 P 逻辑电路地和模拟电路地。 EN 5 I 使能控制芯片的工作与关断。无须使能控制可直接与 VIN 短接。 CLK 6 I 工作频率同步引脚。若不需要频率同步功能，CLK 应接 GND 以避免外界干扰。 6 技术规格 6.1 绝对最大额定值 最小值 最大值 VCC -0.3 10 LDMOS 管漏极电压 VD1，VD2 -0.3 24 LDMOS 管峰值电流 I（VD1）Pk ，I（VD2）Pk VCC 输入电压 EN,CLK 引脚电压 EN，CLK 最大工作结温 TJMAX 存储温度范围 TSTG -0.3 -55 单位 V 2.2 A 6.6 V 150 ℃ 150 ℃ 超过绝对最大额定值的应力可能会对器件造成永久性损坏。这些仅为应力额定值，并不意味着器件在这些或任 何其他条件下的功能操作超出了推荐工作条件下的指示。长期暴露在绝对最大额定条件下可能会影响器件的可靠 性。所有电压都与接 GND 有关。电流为正输入，负输出。 6.2 ESD 能力 V(ESD) 抗静电能力 数值 单位 人体模式 HBM，VD1 和 VD2 对 GND ±8000 V 其它引脚，per ESDA/JEDEC JS-001-2017;(Zap 1 pulse，Interval：>=0.1S) ±2000 V 机器模式 CDM，per ESDA/JEDEC JS-002-2014 ±1000 V For more information@www.vpsct.cn Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 6.3 推荐工作条件 最小值 VCC 输入电压 VCC LDMOS 管漏极电流 典型值 2.3 IVD1，IVD2 工作结温 TJ -40 最大值 单位 6 V 1 A 125 ℃ 6.4 电气性能参数 在没有特别说明情况下，以下参数在 VCC=5V，温度 T=25℃、CLK 接 GND 的条件下测得。 符号 参数 测试条件 最小 典型 最大 单位 6 V 2.3 V 输入引脚 VCC VCC 输入电压范围 2.3 VCC（ON） 启动电压 EN 接 VCC，VCC 上升 VCC（OFF） 回差电压 EN 接 VCC，VCC 下降 IQ VCC 静态电流 IVCC（EN） 使能关断后 VCC 的电流 EN=0 0.1 VEN（ON） EN 使能开启电压 VEN 电压上升 1.8 VEN（OFF） EN 使能关断电压 VEN 电压下降 VEN（HYS） EN 使能关断回差 1.7 VD1 和 VD2 接上拉电阻和电源 CLK 接 GND、EN 接 VCC 0.25 V 0.6 1.0 mA uA 使能引脚 EN 0.5 2.4 V 0.8 V 1.0 V 输出端口 VD1\VD2 DMM VD1\VD2 脉宽失配比例 RDS(ON) LDMOS 管导通电阻 VSLEW 0% VCC=4.5V，IDS1/ IDS2=1A 90 135 VCC=3.0V，IDS1/ IDS2=1A 108 162 电压摆率 VD1/VD2 分别接 50Ω 到 VCC 135 V/us tBBM VD1\VD2 间隔时间 VD1/VD2 分别接 50Ω 到 VCC 175 ns ILIM0 电流钳位限制初始值 ILIM1 电流钳位限制稳态值 tSS ILIM0 上升至 ILIM1 的时间 2.3V＜VCC＜3.6V 0.30 3.6V＜VCC＜6.0V 0.35 2.3V＜VCC＜3.6V 0.75 3.6V＜VCC＜6.0V 1.35 0.50 1.70 mΩ 0.58 A 0.65 A 1.90 A 2.25 A 3 mS 频率同步引脚 CLK 2.3V＜VCC＜3.6V VCLK（H） CLK 高电平逻辑电压 VCLK（L） CLK 低电平逻辑电压 fSW 内置频率 F（EXT） 外置同步时钟 100 TSHDN 过温保护阈值 146 162 TSHDN（HYS） 过温保护回差 13 18 3.6V＜VCC＜6.0V 2.5 2.3V＜VCC＜3.6V 0.2 3.6V＜VCC＜6.0V 0.7 1.1 CLK 接 GND 363 390 0.8 VCC 3.0 V VCC V 485 kHz 1600 kHz 178 ℃ 过温保护 Tbreak 过温保护后强制休息时间 For more information@www.vpsct.cn 18 2 ℃ TSW Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 6.5 典型特征曲线 图 1 输出电压 vs 输出电流 图 2 转换效率 vs 输出电流 (VPS8505+VPT85BB-01A,5V to 5V/1W) (VPS8505+VPT85BB-01A,5V to 5V/1W) 图 3 输出电压 vs 输出电流 图 4 转换效率 vs 输出电流 (VPS8505+VPT85BB-02A,3.3V to 3.3V/1W) 图 5 输出电压 vs 输出电流 (VPS8505+VPT85BF-01B,5V to 24V/1W) For more information@www.vpsct.cn (VPS8505+VPT85BB-02A,3.3V to 3.3V/1W) 图 6 转换效率 vs 输出电流 (VPS8505+VPT85BF-01B,5V to 24V/1W) Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 图 7 频率(CLK 接 GND) vs 环境温度 图 8 tBBM(CLK 接 GND) vs 环境温度 图 9 钳位电流 vs 输入电压 图 10 钳位电流 vs 环境温度 图 11 VEN(ON)&VEN(OFF) vs 环境温度 图 12 VCC 静态电流 IQ vs CLK 外部频率 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 7 参数测试电路 图 7.1 fsw0\ VSLEW\ tBBM 的测试电路 图 7.2 VD1 和 VD2 引脚电压时序图 图 7.3 图 7.4 For more information@www.vpsct.cn ILIM 测试电路 ILIM 测试时序图 Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 8 功能及原理 8.1 概述 VPS8505 是一款适用于推挽拓扑结构的 DCDC 隔离型开关电源集成控制器，内置功率管的内阻低至 0.1Ω，满足 2.3V~6V 多种 功率的应用。电流过大时钳位限制功率管电流，既保证了芯片自身工作在安全区，又使得外围器件免受大电流冲击。 CLK 具有频率同步功能，可在外部时钟的作用下协调工作。为保证驱动的对称性，内部会对外部时钟分频，也就是 VD1 和 VD2 的频率为 CLK 时钟的一半。并且在两路驱动之间设计了死区时间 tBBM，既避免了共通的现象，又可降低功率管开通时的漏源电压，减 小了开关损耗。 可通过 EN 引脚来控制芯片的开通或关断。EN 接成高电位时，芯片正常运行；EN 接成低电位时，芯片停止工作，实现超低待机 功耗。 8.2 功能框图 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 8.3 工作模式 边绕组被钳位，承接的压降较小，输入电源 VCC 大部分压降由 8.3.1 推挽驱动时序 N 沟道功率管 Q1 或者 Q2 承接，当检测到功率管通过较大的电 流，芯片进入电流钳位驱动模式，由于功率管发热致使芯片的温 度逐渐上升至触发延时恢复式过温保护模式。环境温度越低，或 者输入电压越小时温度上升的速率越小，都会使得温度上升至过 温保护的时间越长，从而获得自适应的超强容性负载能力。即使 在温度较高的环境下，延时恢复的模式也使容性负载达到最优。 8.3.5 一般工作模式 在启动阶段，由于变换器输出电容的电压较低，功率管的电 图 8.3.1 驱动时序图 图 8.3.1 中，G1 和 G2 分别对应功率管 Q1 和 Q2 栅极电压 流较大，那么此阶段以电流钳位驱动模式启动；当变换器输出电 压达到额定输出电压附近时，功率管电流较小，驱动电压增加使 的逻辑电平，它们的高电平脉宽相同，高电平之间存在一段时间 其导通内阻最小。 同时为低电平，该时间为死区时间 tBBM，用以避免两路功率管的 8.3.6 使能关断模式 共通现象，以及实现功率管在较低漏源电压下开通，减小开关损 为了实现超低待机功耗，VPS8505 具有使能控制端口 EN， 耗。VPS8505 的 tBBM 大小是固定的，频率大小无关。在关断功 它的电压小于 0.8V 时器件停止工作，超过 1.8V 时再次恢复工作。 率管 Q1 和 Q2 时检测其栅极电压大小，待功率管关断后才产生 由于 EN 的使能电平电压低，可满足低工作电压的 IO 端口对其 tBBM，避免驱动延时及其温度系数而影响死区时间的大小，确保 有效控制。芯片内部有一个 475kΩ的下拉电阻到 GND，在 EN 全输入电压范围应用中的一致性。 未接收到使能开通的高电平信号之前，芯片是关闭的，即初始化 8.3.2 电流钳位驱动模式 为禁止工作。芯片关闭时功耗极低，为 EN 提供控制信号的 IO 在变换器启动阶段、输出短路时或者变压器磁饱和时，会检 测到通过功率管的电流过大，则减小功率管 Q1 和 Q2 的栅极驱 端口也不需要消耗功耗。 8.3.7 频率同步 动电压，限制它的电流大小等于电流钳位限制值(Current clamp 在一些系统应用中，需要系统内的各功能部分按照系统时钟 limit)ILIM，这样既保证功率管处于安全工作区，又使得变压器和 协调工作，从而 VPS8505 提供了频率同步功能。若 CLK 输入时 输出整流二极管免受大电流的冲击，提高变换器的可靠性。 钟，则芯片按照 CLK 的 1/2 频率在 VD1 和 VD2 驱动变压器， 8.3.3 延时恢复式过温保护模式 不管 CLK 的占空比是否为 50%，由于内部进行分频后再进行高 芯片内部温度超过设定值时进入保护状态，禁止开启所有功 精度的互补驱动，避免变压器的偏磁;若 CLK 持续 15uS 为高或 率管。再次恢复到驱动功率管的模式，必须满足两个条件：1、 者低电平，芯片自动转为内部时钟驱动。若不需要频率同步功能， 温度往下回撤至恢复阈值以下；2、强制休息时间已结束。这种 CLK 应接 GND 以避免外界干扰。 保护模式，在过温保护后再次重启时芯片内部温度更接近环境温 8.4 推挽变换器 度，上升到过温保护触发点具有最大的温差范围，驱动功率管的 8.4.1 推挽变换器工作原理 驱动时间更长，从而具有更大的容性负载能力，避免在较大输出 电容下出现过温保护后启动异常的现象。 8.3.4 输出短路保护原理 VPS8505 输出短路保护由电流钳位驱动模式和延时恢复式 过温保护共同作用来实现。在推挽变换器输出短路时，变压器原 For more information@www.vpsct.cn 图 8.4.1 推挽变换器电路原理图 Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 如图 8.4.1 所示，推挽变压器主要由开关管 Q1 和 Q2、带有 管 D2 传输至输出端口 Vo+，最后通过负载后从输出端口 Vo-回 中心抽头的隔离变压器 TR1、二极管 D1 和 D2 组成的全波整流 到 Ns2 的同名端。 开关管 Q2 开通的工作过程与 Q1 的基本一致， 电路以及输入输出滤波电容组成。电路工作过程由两个开关管 在此就不再累述。电路在工作时，变压器初次级各个绕组（Np1、 Q1 和 Q2 轮流交替工作，在原边绕组 Np1 和 Np2 的两端分别 Np2、Ns1、Ns2）上会产生相应的感应电压，感应电压的幅值 形成相位相反的交流电压，经隔离变压器 TR1 耦合传输至副边， 与变压器的初次级绕组的匝数比成正比关系，其极性则满足“同 通过 D1 和 D2 组成的全波整流电路后，输出幅值大小与变压器 名端同极性”的原则。由此可得（忽略电路中各种寄生参数的影 原副边匝数比相关的直流电压，最后通过输出电容 Cout 滤波后 响、假如推挽变换器中开关管 Q1、Q2，二极管 D1 和 D2 是理 得到相对稳定的电压。 想器件），推挽变换器工作时 Q1 和 Q2 的电压应力为 2 倍的输 推挽变换器的工作过程接近 100%占空比向副边传输能量， 因此具备很高的转换效率，同时也具有良好的动态特性。经整流 入电压，而 D1 和 D2 的电压应力为 2 倍的输出电压 Vo。 8.4.2 磁芯磁化 后，理论上只需要很小的输出滤波电容，即可达到幅值较小的输 推挽变压器的正常工作需要满足“伏秒平衡”的要求，即变 出电压纹波。但是，为了保证推挽变换器原边两个开关管 Q1 和 压器励磁过程产生的伏-秒积应等于去磁过程产生的伏-秒积。如 Q2 开关切换过程不出现共通的现象，控制器会设定一定的死区 不相等，则可能会出现磁芯饱和的现象。 时间来保证工作过程的可靠，在死区时间内，推挽变压器不能向 负载传输能量，而是由输出电容提供，因此会产生一定幅值的输 出电压纹波。 图 8.4.3 推挽变压器磁芯磁化曲线 推挽变压器的磁芯磁化曲线如图 8.4.3 所示，其中 B 表示为 磁芯的磁通密度，H 表示为磁芯内部的磁场强度。当开关管 Q1 开通时，推挽变压器处于“励磁”阶段，磁通密度将沿着 A 至 A’ 的箭头方向持续增加，Q1 关断时刻，磁通密度将达到正向最大 值 A’，当开关管 Q2 开通时，推挽变压器处于“去磁”阶段， 8.4.2 推挽变换器的工作过程示意图 磁通密度将沿着 A’至 A 的箭头方向持续减小，Q2 关断时刻， 推挽变换器工作过程的等效原理图如图 8.4.2 所示。开关管 磁通密度将达到负向最大值 A。磁通密度 B 的大小主要由开关管 Q1 和 Q2 以接近 50%的占空比轮流交替工作，当 Q1 导通时， 开通过程变压器原边绕组的电压幅值 Vp 和开关管开通时间 Ton 输入电流经输入端口 VCC 流经变压器原边绕组 Np1 的异名端， 的乘积决定，即 Vp*Ton，通常称之为“伏-秒积”。变压器的正 从 Np1 同名端流出至开关管 Q1 到 GND。与此同时，能量通过 常工作要求满足“伏秒平衡”的原则，即变压器励磁过程产生的 变压器 TR1 传输至副边，由电磁感应定律可知，开关管 Q1 导通 伏-秒积应等于去磁过程产生的伏-秒积。如不相等，则会出现偏 期间，输出电流会从次级绕组 Ns2 的异名端口流出，经整流二极 磁现象，随着变换器的持续工作，偏磁能量的累积最终会导致磁 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 芯的磁通密度向偏磁的方向逐渐增加而超出磁性元件的饱和磁 偏磁。偏磁过程会导致其对应回路的工作电流增大，与其对应的 密范围，最终导致磁芯饱和无法正常工作。 MOS 管产生额外的损耗以致于温度提升，在 MOS 管 R(on)正温 采用 MOS 管作为推挽变换器的主开关管，在其工作过程中 度系数工作特性的影响下，MOS 管的导通压降随之增加，最终 能够具有自动“纠偏”的特性。在实际应用中，推挽变换器两个 使开通回路中变压器原边绕组分压得到的电压幅值 Vp 减小而实 开关管的开通时间并无法保证 100%完全对称，开通时间 Ton 的 现自动“纠偏”。 细微偏差仍会导致推挽变压器的伏-秒积不完全相等，从而导致 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 9 典型应用方案 图 9 典型应用方案原理图 9.1 设计要求 以下典型应用案例，是基于输入电压 5V±10%，隔离非稳压 5V 输出，最大输出功率为 1W 的典型应用，电源的相关技术指标如 下表所示： 输入输出规格参数表 技术规格 最小值 典型值 最大值 单位 输入电压 4.5 5.0 5.5 V 输出电压 --- 5.0 --- V 输出电流 --- 0.2 --- A 输出纹波+噪声 --- 50 100 mV 电压调整率 --- --- 1.5 % 负载调整率 --- --- 10 % 转换效率 --- 85 --- % 可靠性要求 输出短路保护 可持续，自恢复 工作温度 -40 --- 85 ℃ 隔离耐压 1500 --- --- VDC 9.2 输入电容选型 如图 9 所示，输入电容 C1 兼顾储能、滤波和去耦的作用。 9.3 输出整流二极管选型 输出整流电路建议采用低导通压降和反向恢复时间较短的 如有需要，可在芯片的 VCC 和 GND 之间额外并联一个 0.1uF 肖特基二极管，这样能为推挽变换器带来更优的负载调整率和更 的陶瓷去耦电容，去耦电容应尽量靠近芯片放置。推挽变换器的 高的转换效率。本应用方案采用的是输出全波整流电路结构，整 工作过程，电容 C1 为变换器提供一定大小的瞬态电流，因此容 流二极管的反向电压应力为输出电压幅值的 2 倍，因此输出整流 量建议在 1uF-10uF 的范围内选取，以减小输入电压纹波。电容 二极管的反向耐压幅值应按照输出电压的最大幅值（在最高输入 的耐压必须能够满足最高输入电压的要求，同时保证降额使用。 电压，最小负载条件下）的 2 倍以上选取，且要保证降额使用。 推荐采用 ESR 较小且温度特性相对稳定的贴片陶瓷电容。为了达 输出整流二极管应选择能够满足实际工作温度范围要求的型号， 到更好的滤波效果，电容 C1 应尽可能靠近芯片放置，功率回路 尤其要注意的是，在最高工作温度条件下，肖特基二极管的反向 走线尽量加粗且短，避免在工作过程中交变电流流经 PCB 引线 漏电流会大幅增加，因此需要根据二极管的高温工作特性合理的 电感产生不必要的电压尖峰。 降额使用，具体可查看二极管规格书的温度降额曲线。 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 为确保推挽变换器在任何工况下可靠稳定工作，输出整流二 驱动模式，随着芯片的功耗增加，会触发进入过温保护状态，芯 极管的选型还需考虑在输出端出现短路异常时的最大工作电流。 片从进入自恢复工作过程，到触发过温保护停止工作的这段时间 VPS8505 在进入输出短路保护模式后，芯片会自动切换成电流 内，整流二极管处于最大工作电流状态，因此输出整流二极管选 钳位驱动模式， 将 MOS 管的工作电流限制在电流钳位限制值 ILIM 型时还应保证其正向浪涌电流峰值（IFSM-Forward current （典型值为 1.7A），此时可根据变压器匝数比关系得出输出整流 surge peak）能满足要求。 二极管的最大工作电流，可通过以下公式计算： I D  MAX  NP  I LIM  MAX NS 其中 NP 为推挽变压器原边绕组的匝数，NS 为推挽变压器副 边绕组的匝数，ILIM-MAX 为芯片的电流钳位限制最大值。 本应用方案选用型号为 RB160M-30 的肖特基二极管，此二 极管在 75℃工作温度条件下，正向导通压降约为 280mV@0.2A，反向漏电流约为 90uA@15V，正向浪涌电流峰 值为 IFSM=30A。如果有更高的工作温度设计要求，应选择高温 条件下反向漏电流更小的肖特基二极管。 在输出短路保护模式下，VPS8505 首先会切换成电流钳位 图 9.3 肖特基二极管 RB160M-30 工作特性曲线 9.4 输出电容选型 推挽变换器理论上可实现 100%占空比向副边传输能量，但 假设已根据设计要求选定了推挽变换器的输出整流二极管， 得出整流二极管在最大输出负载条件下的正向导通压降 VF。即可 为了保证推挽变换器的可靠工作，MOS 管 Q1 和 Q2 开关切换 根据原边绕组的输入电压与副边绕组的输出最小电压估算推挽 过程需要预留一定的死区时间，以防止出现共通。死区时间内， 变压器的原副边绕组匝数比。 输出能量主要依靠输出滤波电容 C3 提供，因此在此阶段会产生 一定幅值的输出纹波。实际使用时，电容 C2 推荐使用 4.7uF-10uF 的陶瓷电容，可为变换器带来更好的滤波效果。 9.5 推挽变压器选型 原副边绕组匝数比估算 For more information@www.vpsct.cn 在标称输入，输出满载条件下，推挽变压器原边绕组两端的 输入电压为： VP  VIN - PO-MAX  RDS (ON )   VIN 其中，PO-MAX 为推挽变换器的最大输出功率，η为标称输入， 满载条件下推挽变换器估算的转换效率，RDS(ON)为芯片内置 Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 N-MOS 管的导通电阻。 VPS8505 在所有正常工况下产生的最大伏秒积。在窄范围输入 输出满载条件下，副边绕组的输出最小电压为： 隔离电源应用，通常规定标称输入电压的±10%作为电源的输入 VS  VO-MIN  VF 范围，因此推挽变压器的伏秒积应按照电源输入电压的上限作为 其中，VO-MIN 为满载条件下，推挽变换器允许输出的最小电 压，为保证全负载条件下输出电压特性曲线满足规格要求，VO-MIN 可按标称输出电压的 97%估算(标称输出电压的-3%精度)，VF 为 满载条件下所选输出整流二极管的正向导通压降。 器原边绕组的最大伏秒积是在已设定好的最小工作频率对应开 关周期的一半、最高输入电压条件下产生。因此，推挽变压器最 Vt MIN  VIN  MAX  P VIN  O  MAX  RDS (ON )   VIN  VO  MIN  VF TMAX VIN  MAX  2 2  f MIN 以本应用案例的设计要求，假设已设定好的工作频率典型值 以本应用案例的输入输出要求，假设推挽变换器的转换效率 为 217KHz，最小工作频率为 183KHz，在最高输入条件下，所 选推挽变压器的伏秒积应满足： 为 85%，可估算得出推挽变压器原副边绕组的匝数比为： N PS 工作频率条件下不会出现饱和现象。通过 VPS8505 施加在变压 小伏秒积估算可参考如下计算方法： 由上述公式可得出原副边绕组匝数比的计算公式： N PS 计算依据。同时还应考虑芯片本身设定的频率和容差，满足最小 1W 5V   (0.09Ω) 0.85  5V   0.96 5V  0.97  0.34V Vt MIN  5V  110 %  15Vs 2  183KHz 推挽变压器的选型应根据实际应用要求寻找合适大小的伏 秒积和原副边绕组匝数比，同时最大输出功率、隔离电压等级、 推挽变压器伏秒积估算 隔离分布电容等也应作为推挽变压器选型的重要参考依据。 为防止变压器饱和，所选用推挽变压器的伏秒积必须大于 10 典型应用电路 图 10.1 图 10.2 VCC（V） VOUT(V) TR 隔离电压 参考原理图 5 5 VPT85BB-01A 1500VDC 图 10.1 5 5 VPT85BB-01B 3000VDC 图 10.2 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated VPS8505 微功率隔离电源专用芯片 2.3-6VIN/24V/1A 功率管 11 封装信息 SOT23-6 12 订购信息 器件 封装形式 管脚数 包装方式 数量 VPS8505 SOT23-6 6 卷带 3000 丝印* VPS8505 XXXX MSL 等级 MSL-3 *丝印说明： VP——公司代号 VPS8505——产品型号 XXXX——产品追溯识别码 For more information@www.vpsct.cn Copyright©Oct. 2021,Very power Incorporated