ADP2442ACPZ-R7

集成外部时钟同步功能的36 V、 1 A同步降压DC-DC稳压器 ADP2442 产品特性 典型电路配置 宽输入电压范围：4.5 V至36 V 最短导通时间：50 ns(典型值) 最大负载电流：1 A 高效率：最高可达94% 可调节输出：最低至0.6 V 输出电压精度：±1% 300 kHz至1 MHz的可调开关频率 外部同步频率范围：300 kHz至1 MHz 脉冲跳过模式或强制固定频率模式 精密使能输入引脚(EN) 开漏电源良好指示 内部软启动 过流限制保护 关断电流小于15 μA 欠压闭锁(UVLO)和热关断 12引脚3 mm × 3 mm LFCSP封装 ADIsimPower™工具集支持 C2 C1 VOUT FB BST VCC RTOP AGND CBOOST ADP2442 RBOTTOM FREQ SYNC/ MODE EN PGOOD RCOMP VOUT SW COMP CCOMP VIN VIN COUT CIN PGND 10667-001 RFREQ 图1. 应用 终端负载应用 分布式电源系统 工业控制电源 标准供电轨转换至24 V/12 V/5 V/3.3 V ADP2442使用打嗝模式保护IC不受短路或输出端过流情况 影响。内部软启动可限制多种负载电容启动时的浪涌电 概述 流。其它重要特性包括输入欠压闭锁(UVLO)、热关断 ADP2442是恒定频率、采用电流模式控制的同步降压dc-dc (TSD)和精密使能(EN)，亦可用于逻辑电平关断输入。 稳压器，可驱动最高1 A的负载，并具有出色的线路和负载 ADP2442采用3 mm × 3 mm、12引脚LFCSP封装，额定工作 调节特性。它可在宽输入电压范围内(4.5 V至36 V)工作，是 温度范围为−40°C至+125℃结温范围。 调整多种类型输入源功率的理想选择。另外，它还具有非 100 常低的最短导通时间(50 ns)，因此适合那些需要非常高降压 90 比的应用。 80 端和低端设备集成低电阻N沟道MOSFET，可实现高效率。 开关频率可用外部电阻在300 kHz至1 MHz范围内调节。另 外，ADP2442还有一个精确的电源良好(PGOOD)开漏输出 信号。 VOUT = 5V 70 EFFICIENCY (%) 输出电压可在0.6 V至0.9 × VIN之间调节。该器件同时针对高 60 50 40 VOUT = 3.3V 30 20 于SYNC/MODE引脚上的外部时钟。ADP2442还可配置为 工作在强制固定频率模式，以便降低EMI；或工作在节能 VIN = 24V PWM = 300kHz 10 0 0.01 0.1 LOAD (A) 1 10667-002 它提供灵活的外部时钟同步功能。开关频率可同步至施加 图2. 效率与负载电流的关系(VIN = 24 V) 模式，以便降低轻载时的开关损耗。 Rev. 0 VOUT = 12V Document Feedback Information furnished by Analog Devices is believed to be accurate and reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices for its use, nor for any infringements of patents or other rights of third parties that may result from its use. Specifications subject to change without notice. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of Analog Devices. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. Tel: 781.329.4700 ©2012 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Technical Support www.analog.com ADI中文版数据手册是英文版数据手册的译文，敬请谅解翻译中可能存在的语言组织或翻译错误，ADI不对翻译中存在的差异或由此产生的错误负责。如需确认任何词语的准确性，请参考ADI提供 的最新英文版数据手册。 ADP2442 目录 特性...................................................................................................... 1 热关断 ..........................................................................................18 应用...................................................................................................... 1 应用信息 ...........................................................................................19 概述...................................................................................................... 1 ADIsimPower设计工具 ............................................................19 典型电路配置 .................................................................................... 1 选择输出电压 .............................................................................19 修订历史 ............................................................................................. 2 设置开关频率 .............................................................................19 技术规格 ............................................................................................. 3 外部元件选择 .............................................................................20 绝对最大额定值................................................................................ 5 升压电容......................................................................................22 热阻 ................................................................................................ 5 VCC电容......................................................................................22 ESD警告......................................................................................... 5 环路补偿......................................................................................22 引脚配置和功能描述 ....................................................................... 6 环路补偿的大信号分析 ...........................................................22 典型性能参数 .................................................................................... 7 设计示例 ...........................................................................................24 强制固定频率模式的效率 ......................................................... 7 配置和元件选择.........................................................................24 脉冲跳过模式的效率.................................................................. 8 系统配置......................................................................................25 内部框图 ...........................................................................................15 典型应用电路 ..................................................................................26 工作原理 ...........................................................................................16 设计示例......................................................................................26 控制架构......................................................................................16 其它典型电路配置 ....................................................................27 可调频率......................................................................................17 功耗与散热考虑..............................................................................31 电源良好......................................................................................17 功耗 ..............................................................................................31 工作模式......................................................................................17 散热考量......................................................................................31 外部同步......................................................................................17 评估板热性能 .............................................................................32 软启动 ..........................................................................................17 电路板布局建议..............................................................................33 欠压闭锁......................................................................................17 外形尺寸 ...........................................................................................34 精密使能/关断 ...........................................................................17 订购指南......................................................................................34 电流限制和短路保护................................................................18 修订历史 2012年11月—修订版0：初始版 Rev. 0 | Page 2 of 36 ADP2442 技术规格 除非另有说明，VIN = 4.5 V至 36 V，TJ = −40°C至+125°C。 表1. 参数 电源 输入电压范围 电源电流 关断电流 UVLO 阈值 迟滞 内部稳压器 稳压器输出电压 输出 输出电压范围 最大输出电流 反馈调节电压 线性调整率 负载调整率 误差放大器 反馈偏置电流 跨导 开环电压增益1 MOSFETS 高端开关导通电阻2 低端开关导通电阻2 漏电流 最短导通时间3 最短关断时间4 电流检测 电流检测放大器增益 打嗝时间 进入打嗝模式前的 累计电流限值周期数 峰值电流限制 频率 开关频率范围 频率设置精度 频率同步范围 软启动 软启动时间 精密使能 输入阈值 迟滞 漏电流 热关断 上升 迟滞 符号 测试条件/注释 VIN IVIN ISHDN VEN = 1.5 V、无切换 VEN = AGND VUVLO VIN下降 VCC VIN = 5 V to 36 V VOUT IOUT VFB 最小值 最大值 单位 1.7 10 36 2 15 V mA µA 4 200 4.2 V mV 5 5.5 V 0.9 × VIN V A V V %/V %/A 4.5 3.8 TJ = −40°C至+85°C TJ = −40°C至+125°C 0.6 1 0.594 0.591 IFB_BIAS gm AVOL VFB = 0.6 V ICOMP = ±20 µA 200 RDS_H(ON) RDS_L(ON) ILKG tON_MIN tOFF_MIN BST − SW = 5 V VCC = 5 V VEN = AGND 所有开关频率 GCS 0.6 0.6 0.005 0.05 0.606 0.609 50 250 65 200 300 nA µA/V dB 170 120 1 50 165 270 180 25 65 175 mΩ mΩ A ns ns 1.6 2 6 8 2.4 A/V ms 事件 1.4 1.6 1.8 A 300 270 900 300 300 1000 1000 330 1100 1000 kHz kHz kHz kHz fSW = 300 kHz至1 MHz ICL fSW FREQ 引脚 = 308 kΩ FREQ 引脚 = 92.5 kΩ tSS VEN(RISING) VEN(HYST) IIEN_LEAK 典型值 2 1.15 VIN = VEN TSD TSD(HYST) 1.20 100 0.1 150 25 Rev. 0 | Page 3 of 36 ms 1.25 1 V mV µA °C °C ADP2442 参数 电源良好 PGOOD高电平、FB上升阈值5 PGOOD低电平、FB上升阈值5 PGOOD高电平、FB下降阈值5 PGOOD低电平、FB下降阈值5 PGOOD 延迟 高漏电流 下拉电阻 SYNC/MODE SYNC/MODE输入 逻辑高电平 逻辑低电平 脉冲宽度 符号 tPGOOD IPGOOD(SRC) IPGOOD(SNK) 测试条件/注释 最小值 典型值 最大值 单位 89 111 106 83 92 115 109 86 95 118 112 89 % % % % 50 1 0.5 10 0.7 µs µA kΩ VPGOOD = VCC FB = 0 V 2 0.8 100 1 通过设计保证。 在VIN与SW引脚之间测量，包括焊线和引脚电阻。 3 基于基准特性。测量条件：VIN = 12 V，VOUT = 1.2 V，负载 = 1 A，fSW = 1 MHz，输出在规定范围内。测量不包括停滞时间。 4 基于基准特性。测量条件：VIN = 15 V，VOUT = 12 V，负载 = 1 A，fSW = 600 kHz，输出在规定范围内。测量不包括停滞时间。 5 此阈值以标称输出电压的百分比表示。 2 Rev. 0 | Page 4 of 36 V V ns ADP2442 绝对最大额定值 热阻 表2. 参数 VIN至PGND EN至AGND SW至PGND BST至PGND VCC至AGND BST至SW FREQ, PGOOD, SYNC/MODE, COMP, FB至AGND PGND至AGND 工作结温 范围 存储温度范围 引脚温度(焊接，10秒) θJA针对最差条件，即利用4层标准JEDEC板，将器件焊接 额定值 −0.3 V至+40 V −0.3 V至+40 V −0.3 V至+40 V −0.3 V至+45 V −0.3 V至+6 V −0.3 V至+6 V −0.3 V至+6 V 在电路板上以实现表贴封装。 表3. 热阻 封装类型 12引脚 LFCSP θJA 40 θJC 2.4 单位 °C/W ESD警告 ESD(静电放电)敏感器件。 ±0.3 V −40°C至+125°C 带电器件和电路板可能会在没有察觉的情况下放 电。尽管本产品具有专利或专有保护电路，但在遇 到高能量ESD时，器件可能会损坏。因此，应当采 取适当的ESD防范措施，以避免器件性能下降或功 能丧失。 −65°C至+150°C 260°C 注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性损 坏。这只是额定最值，不表示在这些条件下或者在任何其 它超出本技术规范操作章节中所示规格的条件下，器件能 够正常工作。长期在绝对最大额定值条件下工作会影响器 件的可靠性。 Rev. 0 | Page 5 of 36 ADP2442 10 BST ADP2442 TOP VIEW 8 SW SYNC/MODE 6 FREQ 5 7 PGND PGOOD 4 EN 3 9 VIN NOTES 1. THE EXPOSED PAD SHOULD BE CONNECTED TO THE SYSTEM AGND PLANE AND PGND PLANE. 10667-003 FB 1 COMP 2 11 VCC 12 AGND 引脚配置和功能描述 图3. 引脚配置(顶视图) 表4. 引脚功能描述 引脚编号 名称 1 FB 2 3 COMP EN 4 5 PGOOD FREQ 6 SYNC/MODE 7 PGND 8 SW 9 VIN 10 BST 11 VCC 12 AGND EP 描述 反馈。FB调节电压为0.6 V。将此引脚从DC-DC稳压器的输出端连接到一个电阻 分压器。 误差放大器补偿。将电阻和电容串联接地。 精密使能。使用1.25 V基准电压时，此特性提供±5%精度。此引脚为高电平时， 稳压器使能；为低电平时，稳压器禁用。不要悬空该引脚。 高电平有效电源良好输出。当输出不在规定范围内时，此引脚变为低电平。 开关频率。一个接AGND的电阻设置开关频率(参见“设置开关频率”部分)。不要 悬空该引脚。 外部时钟同步/模式引脚。该引脚可用于外部频率同步和强制固定频率模式或 脉冲跳过模式的设置。SYNC/MODE接收外部时钟信号，当拉至5 V的高电平时， 它可设置强制固定频率模式。当该引脚与AGND相连，则使能脉冲跳过模式。 不要悬空SYNC/MODE引脚。 电源地。在VIN引脚与PGND之间连接一个去耦陶瓷电容，应尽可能靠近芯片管脚 放置。将此引脚直接连到裸露焊盘。 开关。低端N沟道功率MOSFET开关的漏极与高端N沟道功率MOSFET开关的源极 之间的中点。 电源输入引脚。将此引脚连接到输入电源，并将一个旁路陶瓷电容直接从此引脚 连接到PGND，尽可能靠近IC。工作电压范围为4.5 V至36 V。 升压。将一个10 nF陶瓷电容连接在BST与SW引脚之间，尽可能靠近IC，以形成 高端N沟道功率MOSFET驱动器的浮动电源。此电容用来将N沟道功率MOSFET 的栅极驱动到电源电压以上。 内部低压差稳压器的输出。此引脚为内部控制器和驱动器电路供电。VCC与AGND 之间连接一个1 µF陶瓷电容，VCC与PGND之间连接一个1 µF陶瓷电容。当EN引脚 电压超过0.7 V时，VCC输出有效。 模拟地。此引脚是控制功能的内部地。将此引脚连到裸露焊盘。 裸露焊盘。将裸露焊盘连接到系统AGND层和PGND层。 Rev. 0 | Page 6 of 36 ADP2442 典型性能参数 强制固定频率模式的效率 100 100 90 90 80 80 VIN = 12V VIN = 24V 60 50 40 0.1 LOAD (A) 1 0 0.01 图4. 效率与负载电流的关系(VOUT = 3.3 V，fSW = 300 kHz) 1 100 VIN = 12V 90 80 EFFICIENCY (%) 70 VIN = 36V 60 VIN = 12V 80 VIN = 24V 70 50 40 30 VIN = 24V 60 50 VIN = 36V 40 30 20 VOUT = 5V fSW = 300kHz 0.1 LOAD (A) 1 0 0.01 10667-106 0 0.01 VOUT = 5V fSW = 700kHz 10 图5. 效率与负载电流的关系(VOUT = 5 V，fSW = 300 kHz) 0.1 LOAD (A) 1 10667-107 20 10 图8. 效率与负载电流的关系(VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz) 100 100 VIN = 24V 90 VIN = 24V 80 80 70 EFFICIENCY (%) VIN = 36V 60 50 40 VIN = 36V 60 50 40 30 30 20 20 VOUT = 12V fSW = 300kHz 0.1 VOUT = 12V fSW = 600kHz 10 1 LOAD (A) 0 0.01 10667-108 10 0.1 1 LOAD (A) 图9. 效率与负载电流的关系(VOUT = 12 V，fSW = 600 kHz) 图6. 效率与负载电流的关系(VOUT = 12 V，fSW = 300 kHz) Rev. 0 | Page 7 of 36 10667-109 EFFICIENCY (%) 0.1 LOAD (A) 图7. 效率与负载电流的关系(VOUT = 3.3 V，fSW = 700 kHz) 100 EFFICIENCY (%) VOUT = 3.3V fSW = 700kHz 10 10667-104 0 0.01 0 0.01 40 20 VOUT = 3.3V fSW = 300kHz 10 70 VIN = 24V 50 30 20 90 60 10667-105 30 90 VIN = 12V 70 EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) 70 ADP2442 脉冲跳过模式的效率 100 100 VIN = 5V 90 80 80 VIN = 12V 60 70 EFFICIENCY (%) VIN = 24V 50 40 VOUT = 3.3V fSW = 300kHz COILCRAFT MSS1038 40 30 20 10 1 0 0.01 10667-004 0.1 LOAD (A) 100 VIN = 5V 90 80 EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) 70 VIN = 12V 60 VIN = 24V 50 40 VOUT = 5V fSW = 300kHz COILCRAFT MSS1038 50 40 20 1 1 图14. 效率与负载电流的关系 (VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz) 100 100 VIN = 24V 90 80 VIN = 24V 80 VIN = 36V EFFICIENCY (%) 70 60 50 40 VOUT = 12V fSW = 300kHz COILCRAFT MSS1038 60 40 20 10 VIN = 36V 50 30 VOUT = 12V fSW = 600kHz COILCRAFT MSS1038 10 0.1 LOAD (A) 1 0 0.01 10667-008 EFFICIENCY (%) 0.1 LOAD (A) 图11. 效率与负载电流的关系 (VOUT = 5 V，fSW = 300 kHz) 0 0.01 VOUT = 5V fSW = 700kHz COILCRAFT MSS1038 0 0.01 10667-005 0.1 LOAD (A) 20 VIN = 36V 10 0 0.01 30 VIN = 24V 60 30 10 70 VIN = 12V 80 70 90 1 图13. 效率与负载电流的关系 (VOUT = 3.3 V，fSW = 700 kHz) 100 20 0.1 LOAD (A) 图10. 效率与负载电流的关系 (VOUT = 3.3 V，fSW = 300 kHz) 30 VOUT = 3.3V fSW = 700kHz COILCRAFT MSS1038 10 0 0.01 90 VIN = 24V 50 10667-005 20 VIN = 12V 60 10667-007 EFFICIENCY (%) 70 30 VIN = 5V 0.1 LOAD (A) 图12. 效率与负载电流的关系 (VOUT = 12 V，fSW = 300 kHz) 图15. 效率与负载电流的关系 (VOUT = 12 V，fSW = 600 kHz) Rev. 0 | Page 8 of 36 1 10667-009 90 ADP2442 0.3 400 0 –0.1 –0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 LOAD (A) 300 250 fSW = 700kHz 200 150 100 VOUT = 3.3V 50 0 5 30 35 40 0.4 TA = +25°C 0.2 TA = –40°C 0 –0.2 –0.4 TA = +125°C –0.8 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 LOAD (A) 200 fSW = 700kHz 150 100 50 0 10667-117 VIN = 24V VOUT = 5V fSW = 700kHz SYNC = AGND PULSE SKIP MODE –0.6 fSW = 300kHz 250 VOUT = 5V 10 15 20 25 30 35 40 10667-014 PSKIP THRESHOLD LOAD CURRENT (mA) 0.6 VOUT ERROR (%) 25 300 0.8 40 VIN (V) 图20. 脉冲跳过阈值负载电流，VOUT = 5 V 图17. 不同温度下的负载调整率 0.30 300 PSKIP THRESHOLD LOAD CURRENT (mA) 0.25 0.20 0.15 LOAD = 1A 0.10 0.05 0 LOAD = 500mA –0.05 –0.10 –0.15 VOUT = 5V fSW = 700kHz SYNC = VCC PWM MODE –0.20 –0.25 7 12 17 22 27 32 37 VIN (V) 42 10667-118 VOUT ERROR (%) 20 图19. 脉冲跳过(PSKIP )阈值负载电流，VOUT = 3.3 V 1.0 –0.30 15 VIN (V) 图16. 不同电源下的负载调整率 –1.0 10 10667-015 –0.3 VOUT = 5V fSW = 700kHz SYNC = VCC, FORCED PWM MODE fSW = 300kHz 350 10667-013 0.1 10667-116 VOUT ERROR (%) 0.2 PSKIP THRESHOLD LOAD CURRENT (mA) VIN = 12V VIN = 24V VIN = 36V 图18. 不同负载下的线性调整率，VOUT = 5 V 250 fSW = 300kHz 200 150 fSW = 600kHz 100 50 0 15 VOUT = 12V 20 25 30 35 VIN (V) 图21. 脉冲跳过阈值负载电流，VOUT = 12 V Rev. 0 | Page 9 of 36 ADP2442 12 1.22 VIN = 36V ENABLE RISING THRESHOLD 1.20 ENABLE VOLTAGE (V) SHUTDOWN CURENT (µA) 10 1.24 8 6 4 VIN = 4.5V 1.18 1.16 1.14 1.12 ENABLE FALLING THRESHOLD 1.10 1.08 2 50 100 150 TEMPERATURE (°C) 1.04 –50 10667-017 0 –30 –10 90 110 130 150 110 130 150 120 UVLO, RISING VIN 4.2 4.1 UVLO, FALLING VIN 4.0 110 100 90 80 PGOOD FALL, FB INCREASING PGOOD RISE, FB DECREASING PGOOD RISE, FB INCREASING PGOOD FALL, FB DECREASING 70 0 25 50 75 100 60 –50 10667-018 –25 125 TEMPERATURE (°C) –30 –10 10 30 50 70 90 TEMPERATURE (°C) 10667-021 PGOOD THRESHOLD (%) UVLO THRESHOLD (V) 70 130 4.4 图26. PGOOD阈值与温度的关系 图23. 欠压闭锁(UVLO)阈值与温度的关系 1200 2.25 2.05 SWITCHING FREQUENCY (kHz) 1.85 1.65 1.45 VIN = 4.5V VIN = 12V VIN = 24V 1.25 1.05 0.85 VIN = 36V 0.65 0.45 fSW = 1MHz 1000 800 fSW = 700kHz 600 400 fSW = 300kHz 200 0.05 –50 –30 –10 10 30 50 70 90 TEMPERATURE (°C) 110 130 150 0 0 5 10 15 20 25 30 VIN (V) 图27. 开关频率与电源的关系 图24. 电源电流与温度的关系 Rev. 0 | Page 10 of 36 35 40 10667-022 0.25 10667-016 SUPPLY CURRENT (mA) 50 图25. 使能阈值与温度的关系 4.5 3.9 –50 30 TEMPERATURE (°C) 图22. 关断电流与温度的关系 4.3 10 10667-019 1.06 0 –50 ADP2442 1.80 200 1.78 175 MINIMUM OFF 1.76 ON TIME AND OFF TIME (ns) 1.74 150 1.72 1.70 CURRENT (A) 125 100 75 1.68 VIN = 36V 1.66 1.64 1.62 VIN = 4.5V 1.60 1.58 MINIMUM ON 50 1.56 1.54 25 –10 10 30 50 70 90 110 130 150 TEMPERATURE (°C) 1.50 –50 10667-024 –30 0 260 180 240 160 150 140 220 LOW-SIDE RDS(ON) (mΩ) 200 180 160 140 120 100 80 60 40 120 20 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 0 –50 10667-027 –25 –30 –10 图29. 高端RDS(ON) 与温度的关系 10 30 50 70 90 TEMPERATURE (°C) 110 130 150 10667-026 HIGH-SIDE RDS(ON) (mΩ) 100 图31. 电流限值与温度的关系 图28. 最短导通时间和最短关断时间与温度的关系 100 –50 50 TEMPERATURE (°C) 10667-126 1.52 0 –50 图32. 低端RDS(ON) 与温度的关系 1200 1100 fSW = 1MHz VOUT 1 900 700 INDUCTOR CURRENT fSW = 700kHz 4 VIN = 24V VOUT = 5V 600 fSW = 700kHz 500 400 fSW = 300kHz 2 300 200 –50 NO LOAD SYNC/MODE = AGND SW –30 –10 10 30 50 70 90 TEMPERATURE (°C) 110 130 150 CH1 20.0mV B W CH2 10.0V M4.00µs A CH4 CH4 200mA Ω T 50.40% 116mA 10667-134 800 10667-023 FREQUENCY (kHz) 1000 图33. 脉冲跳过模式，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz， 空载，SYNC/MODE = AGND 图30. 开关频率与温度的关系 Rev. 0 | Page 11 of 36 ADP2442 VOUT VOUT 1 1 INDUCTOR CURRENT 4 VIN = 24V NO LOAD VOUT = 5V SYNC/MODE = VCC fSW = 700kHz 4 INDUCTOR CURRENT SW SW B W CH2 10.0V M1.00µs A CH4 CH4 500mA Ω BW T 50.40% –30mA CH1 200mV BW 10667-135 CH1 20.0mV 图34. PWM模式，VIN = 24 V，VOUT = 5 V， fSW = 700 kHz，负载 = 空载，SYNC/MODE = VCC CH2 10.0V M2.00ms A CH1 CH4 1.00A Ω BW T 50.40% 100mV 10667-138 2 2 图37. 打嗝模式，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz， 输出短接PGND VOUT 1 1 INDUCTOR CURRENT VOUT VIN = 24V VOUT = 5V fSW = 700kHz VIN = 24V LOAD = 5Ω VOUT = 5V SYNC/MODE = CLOCK fSW = 700kHz 4 LOAD 4 SW B W CH2 10.0V M1.00µs A CH4 CH4 500mA Ω BW T 50.40% 960mA CH1 100mV 10667-137 CH1 20.0mV 图35. 带外部时钟的PWM模式，VIN = 24 V，VOUT = 5 V， fSW = 700 kHz，负载 = 5 Ω，SYNC/MODE = 时钟 B W M200µs A CH4 CH4 500mA Ω BW T 28.80% 430mA 10667-139 2 图38. 负载瞬变响应，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz， SYNC/MODE = 时钟，负载阶跃 = 500 mA VOUT 1 1 VIN = 24V VOUT = 5V fSW = 700kHz SW VOUT VIN = 12V VOUT = 5V fSW = 300kHz LOAD STEP = 500mA LOAD 2 EXTERNAL CLOCK CH1 20.0mV BW CH3 2.00V BW CH2 10.0V M1.00µs A CH2 T 50.40% 9.80V CH1 100mV B W CH4 500mA Ω M200µs A CH4 690mA 图39. 负载瞬变响应，VIN = 12 V，VOUT = 5 V， fSW = 300 kHz，负载阶跃 = 500 mA 图36. 外部时钟同步， VIN = 24 V，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz，SYNC/MODE = 时钟 Rev. 0 | Page 12 of 36 10667-034 3 10667-136 4 ADP2442 EN VOUT 3 1 VOUT VIN = 24V VOUT = 5V fSW = 700kHz PULL-UP 100kΩ VIN = 24V VOUT = 12V fSW = 300kHz 1 LOAD PGOOD 4 B W M200µs A CH4 CH4 500mA Ω BW T 28.80% 260mA CH1 2.00V BW CH3 5.00V BW 10667-141 CH1 200mV 图40. 负载瞬变响应，VIN = 24 V，VOUT = 12 V，fSW = 300 kHz， SYNC/MODE = 时钟，负载阶跃 = 500 mA CH2 2.00V M1.00ms A CH3 T 40.20% 2.80V 10667-244 2 图43. 电源良好关断，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz VOUT VIN 1 VOUT LOAD 4 VIN = 24V VOUT = 12V fSW = 600kHz LOAD STEP = 500mA VIN = 36V VOUT = 5V fSW = 700kHz NO LOAD SYNC/MODE = AGND 3 1 SW B W CH4 500mA Ω M200µs A CH4 600mA CH1 2.00V BW CH3 10.0V BW CH2 10.0V M2.00ms T 7.80% A CH3 6.00V 10667-145 CH1 200mV 10667-037 2 图44. 利用VIN 启动，脉冲跳过模式，VIN = 36 V，VOUT = 5 V， fSW = 700 kHz，空载，SYNC/MODE = AGND 图41. 负载瞬变响应，VIN = 24 V， VOUT = 12 V，fSW = 600 kHz，负载阶跃 = 500 mA EN LOAD = 5Ω VIN = 36V VOUT = 5V SYNC/MODE = VCC fSW = 700kHz VIN 3 VOUT 3 1 VIN = 24V VOUT = 5V fSW = 700kHz PULL-UP 100kΩ 2 CH1 2.00V BW CH3 5.00V BW CH2 2.00V M2.00ms A CH3 T 20.80% 2.80V SW 2 CH1 2.00V BW CH3 10.0V BW CH2 10.0V M2.00ms T 7.80% A CH3 6.00V 10667-146 PGOOD 10667-142 1 VOUT 图45. 利用VIN 启动，PWM模式，VIN = 36 V，VOUT = 5 V， fSW = 700 kHz，负载 = 5 Ω，SYNC/MODE = VCC 图42. 电源良好启动， VIN = 24 V，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz Rev. 0 | Page 13 of 36 ADP2442 VIN = 36V VOUT = 5V fSW = 700kHz LOAD = 5Ω SYNC/MODE = VCC VIN EN 3 VOUT VIN = 24V VOUT = 5V fSW = 700kHz LOAD = 5Ω SYNC/MODE = 700kHz VOUT 3 SW 1 SS 1 2 6.00V CH1 2.00V BW CH3 5.00V BW 图46. 利用VIN 关断，PWM模式，VIN = 36 V，VOUT = 5 V， fSW = 700 kHz，负载 = 5 Ω，SYNC/MODE = VCC MAGNITUDE (dB) VIN = 24V VOUT = 5V fSW = 700kHz NO LOAD SYNC/MODE = 700kHz VOUT 1 SS 90 160 70 120 50 80 30 40 10 0 –10 –40 CROSSOVER = 58kHz: 1/12 fSW PHASE MARGIN = 55° VIN = 24V VOUT = 5V fSW = 700kHz LOAD = 1A A CH3 2.00V 10667-148 –70 M1.00ms T 9.60% –90 EN VIN = 24V VOUT = 5V fSW = 700kHz LOAD = 5Ω SYNC/MODE = 700kHz VOUT 1 SS CH2 10.0V M1.00ms T 9.80% A CH3 2.40V 10667-149 2 CH1 2.00V BW CH3 5.00V BW 1 10 –80 –120 –160 100 FREQUENCY (kHz) 图47. 利用精密使能启动，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz， 负载 = 空载，SYNC/MODE = 700 kHz 3 2.00V 200 –50 2 CH2 10.0V A CH3 110 –30 CH1 2.00V BW CH3 5.00V BW M1.00ms T 50.00% 图49. 利用精密使能关断，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz， 负载 = 5 Ω，SYNC/MODE = 700 kHz EN 3 CH2 10.0V 图48. 利用精密使能启动，VIN = 24 V，VOUT = 5 V， fSW = 700 kHz，负载 = 5 Ω，SYNC/MODE = 700 kHz Rev. 0 | Page 14 of 36 图50. 幅度和相位与频率的关系 –200 10667-144 A CH3 10667-150 M400µs T 41.80% PHASE (Degrees) CH2 20.0V 10667-147 2 CH1 2.00V BW CH3 10.0V BW ADP2442 内部框图 VIN AGND VCC INTERNAL LDO BST EN UVLO + 1.25V BAND GAP REFERENCE SYNC/MODE OSC FREQ ENABLE COMP POWER STAGE CLOCK ISS PULSE SKIP ENABLE + FB PULSE SKIP ENABLE – + SS 1V NMOS STATE MACHINE GATE CONTROL LOGIC COMP THRESHOLD SW + VCC + – PWM VREF = 0.6V NMOS PWM COMPARATOR PGND HICCUP HICCUP TIMER – SLOPE COMPENSATION/ RAMP GENERATOR + CURRENT SENSE AMPLIFIER 115% OF FEEDBACK REFERENCE CURRENT PGOOD VFB 86% OF FEEDBACK 图51. 内部框图 Rev. 0 | Page 15 of 36 10667-043 CURRENT LIMIT COMPARATOR ADP2442 工作原理 VIN ADP2442是一款固定频率、电流模式控制、降压同步开关 稳压器，能够驱动1 A负载。该器件具有4.5 V至36 V的宽输 CLOCK COMP VC 集成的高端N沟道功率MOSFET和低端N沟道功率MOSFET 可在中、高负载下提供高转换效率。脉冲跳过模式用于在 Q R Q REF gM V FB IL RSWL × IL RAMP EMULATION SENSE_ BLOCK OUT VRAMP 电源良好等。这些特性通过外部小型电阻和电容编程。 ADP2442还 包 括 多 种 保 护 特 性 ， 如 带 迟 滞 的 欠 压 闭 锁 (UVLO)、输出短路保护和热关断等。 VOUT PWM DRIVER COMPARATOR 轻负载条件下提高效率。 ADP2442包括多种可编程特性，如输出电压、开关频率和 S GCS 10667-044 入电压范围，输出可以在0.6 V至0.9 V × VIN范围内调整。 图52. 控制架构框图 脉冲跳过模式 控制架构 ADP2442通过将SYNC/MODE引脚连接至AGND，使能脉 ADP2442基于仿真峰值电流模式控制架构。ADP2442可工 冲跳过模式。在该模式下，轻负载时接通脉冲跳过电路； 作在固定频率和脉冲跳过两种模式下。 仅在必要时切换，将输出电压保持在规定范围内。该模式 可以降低开关损耗，让稳压器在轻负载条件下保持较高效 该控制架构的基本框图如图52所示。ADP2442可在固定频 率模式下配置。输出电压VOUT通过反馈引脚FB检测。误差 率。脉冲跳过电路包括一个比较器，用以将COMP电压与 固定脉冲跳过阈值进行比较。 放大器对反馈电压(VFB)与基准电压(VREF = 0.6 V)之间的误 COMP 差进行积分，以便在COMP引脚处产生误差电压。 PULSE SKIP THRESHOLD 在低端功率MOSFET开启、高端功率MOSFET关闭的关断 DC 期间，电流检测放大器检测谷值电感电流(IL)。内部振荡器 以固定的开关频率发出脉宽调制(PWM)脉冲，以关断低端 CONTROL LOGIC ADP2442 1V 10667-045 固定频率模式 图53. 脉冲跳过比较器 功率MOSFET并打开高端功率MOSFET。 在轻负载下，输出电压以非常低的速率(取决于负载)放 使能高端N沟道功率MOSFET时，谷值电感电流信息添加 电。当输出电压在规定范围以内时，器件进入休眠模式， 到仿真斜坡信号中，然后通过PWM比较器与COMP引脚上 消耗的静态电流非常低。当输出电压降到规定电压以下 的误差电压进行比较。PWM比较器的输出信号通过调整 时，COMP电压升高到脉冲跳过阈值以上，器件唤醒并开 PWM脉冲的后沿(关闭高端功率MOSFET并开启低端功率 始切换，直到输出电压回到规定范围内。 MOSFET)来调制占空比。 当负载提高时，COMP电压的设置值也会提高。在某一特 可通过对斜率补偿进行内部编程，将其加到仿真斜坡信号 定负载下，COMP稳定在脉冲跳过阈值以上，器件进入固 中，并根据输入电压、输出电压和开关频率自动选择。这 定频率模式。因此，COMP超过脉冲跳过阈值时的负载电 可以防止在占空比接近或大于50%的情况下出现次谐波震 流定义为脉冲跳过电流阈值；该值随占空比和电感纹波电 荡。此特性的一个限制是电感纹波电流必须设在0.2 A到0.5 A 流而变化。 之间，以便向环路提供充分的电流信息。 脉冲跳过阈值的实测值与V IN的关系如图19、图20和图21 所示。 Rev. 0 | Page 16 of 36 ADP2442 可调频率 外部同步 ADP2442的振荡器频率可通过连接在FREQ引脚与AGND引 外部同步功能允许器件的开关频率与外部时钟同步。 脚之间的一个电阻设置。 SYNC/MODE输入接受300 kHz至1 MHz的逻辑电平时钟输 上电时，FREQ引脚电压为1.2 V，电流从FREQ引脚流向 入(最小脉冲宽度 = 100 ns)，并且具有高输入阻抗。建议最 AGND；电流值取决于FREQ引脚上的电阻值。然后，振荡 佳做法是，设置的频率(通过FREQ引脚处的电阻设置)不超 器中复制相同的电流以设置开关频率。注意，连接到 出 期 望 时 钟 频 率 的 ±30%， 以 确 保 无 论 是 否 存 在 外 部 FREQ引脚的电阻应尽可能靠近FREQ引脚(更多信息参见 SYNC/MODE时钟，都可进行稳定、可靠和无缝的操作。 “应用信息”部分)。 当ADP2442与外部时钟同步时，稳压器开关频率变为与外 部时钟频率相一致。 电源良好 PGOOD引脚是一个开漏输出，用于指示输出电压的状 软启动 态。当FB引脚的电压介于内部基准电压的92%到109%之间 ADP2442具有内部软启动特性，允许输出电压以受控方式 时，PGOOD输出变为高电平(前提是有一个上拉电阻连接 缓慢上升，从而限制启动期间的浪涌电流。其内部软启动 到该引脚)。当FB引脚的电压不在此范围内时，PGOOD输 时间为2 ms。 出拉低到AGND。PGOOD阈值如图54所示。 EN 同样，以下情况时，PGOOD引脚拉低到AGND： • 输入电压低于内部UVLO阈值。 3 VOUT • EN引脚为低电平。 • 发生热关断事件。 1 SS 110 100 100 90 84 2 CH1 2.00V BW CH3 5.00V BW CH2 10.0V M1.00ms T 26.00% A CH1 3.44V 10667-056 116 % OF VOUT SET VOUT FALLING VOUT RISING % OF VOUT SET INTERNAL SS TIME VIN = 24V 2.18ms VOUT = 5V fSW = 700kHz LOAD = NO LOAD SYNC/MODE = AGND 图55. 内部软启动 POWER GOOD OVERVOLTAGE POWER GOOD 欠压闭锁 UNDERVOLTAGE 10667-047 UNDERVOLTAGE PGOOD 图54. PGOOD阈值 当输入电压低于额定工作范围时，欠压闭锁(UVLO)功能 防止IC开启，以免进入不良工作模式。如果输入电压降至 额定范围以下，UVLO功能会关断器件。UVLO功能的上 典型应用中，PGOOD引脚与外部电源之间会连接一个上 拉电阻，利用它来产生逻辑信号。此上拉电阻的值应在30 kΩ 到100 kΩ范围内，外部电源应低于5.5 V。 升输入电压阈值为4.2 V，并具有200 mV迟滞。当VIN引脚 上的电压斜坡较慢时，200 mV的迟滞可以防止稳压器不停 地开启和关闭。 工作模式 SYNC/MODE引脚具有多重用途。当SYNC/MODE连接到 VCC或 处 于 高 逻 辑 电 平 时 ， 可 使 能 固 定 频 率 模 式 。 当 SYNC/MODE连接至AGND时，则使能脉冲跳过模式。外 精密使能/关断 ADP2442具有一个精密使能引脚(EN)，用于使能或关断器 件。±5%精度适合通过一个电阻分压器从VIN引脚(或其它 外部电源)获得电压，以设置所需的高于内部固定UVLO 部时钟可用于同步。 4.2 V的UVLO阈值。迟滞为100 mV。 表5. SYNC/MODE引脚工作模式 如果不使用电阻分压器，可以施加一个逻辑信号。逻辑 SYNC/MODE引脚 低电平 高电平 时钟信号 工作模式 脉冲跳过模式 强制固定频率模式 强制固定频率模式 高电平使能该器件，逻辑低电平则迫使该器件进入关断 模式。 Rev. 0 | Page 17 of 36 ADP2442 VIN VIN 如果输出过载，峰值电感电流超过预设电流限值并持续8 BST 个时钟周期以上时，就会出现打嗝模式限流情况。输出休 SW 眠6 ms，在此期间输出放电，平均功耗降低，然后器件通 VOUT 过软启动周期唤醒。如果限流条件再次被触发，输出将进 ADP2442 入休眠状态，并在6 ms后唤醒。图37显示输出短接至地时的 R1 EN 限流打嗝模式。 FREQ AGND COMP 10667-051 R2 FB 图56. 用作可编程UVLO的精密使能 热关断 当ADP2442结温上升到150℃以上时，热关断电路会关闭开 关稳压器。极端的结温可能由工作电流高、电路板设计欠 限流和短路保护 ADP2442具有一个限流比较器，用于将低端功率MOSFET 上检测到的电流与内部设定的基准电流进行比较。如果检 测到的电流超过基准电流，则高端功率MOSFET在下一周 佳或环境温度高等原因引起。器件设计有25℃的迟滞，因 此发生热关断时，结温必须低于125℃，ADP2442才会恢复 正常工作。每次重启时都会激活软启动。 期中不会开启，低端功率MOSFET保持开启状态，直到电 感电流降至限流水平以下。 Rev. 0 | Page 18 of 36 ADP2442 应用信息 ADIsimPOWER设计工具 表6. 输出电压选择 ADIsimPower设计工具集支持ADP2442。ADIsimPower是 一个工具集合，可以根据特定设计目标产生完整的电源设 计。利用这些工具，用户只需几分钟就能生成完整原理 图、物料清单并计算性能。ADIsimPower可以考虑IC和所 电压 (V) 12 5 3.3 1.2 RTOP (kΩ) 190 73 45 10 RBOTTOM (kΩ) 10 10 10 10 有真实外部元件的工作条件与限制，并针对成本、面积、 效 率 和 器 件 数 量 优 化 设 计 。 ADIsimPower工 具 可 通 过 设置开关频率 www.analog.com/adisimpower网站获得，用户可以通过该 开关频率的选择取决于所需DC-DC电压转换率，并受限于 工具申请未填充的电路板。 图58所示的最小和最大可控占空比。这是因为，为实现电 流检测和鲁棒的工作，开启和关闭时间有一个最低要求。 选择输出电压 然而，开关频率的选择还受是否需要小型外部元件的影 输出电压利用连接在输出电压与FB引脚之间的电阻分压器 响。例如，面积受限的小型电源解决方案需要采用较高的 设置(见图57)。电阻分压器将输出电压分压至0.6 V反馈调节 开关频率。 电压。输出电压最小值可以设为0.6 V，最大值可以设为电 100 源输入电压的90%。 90 VOUT DMAX 80 DUTY CYCLE (%) ADP2442 FB RBOTTOM PGOOD FREQ 60 50 40 30 10667-052 RFREQ EXTERNAL SUPPLY 70 20 DMIN 10 图57. 分压器 0 电阻分压器的分压比决定了输出电压，而这些电阻的绝对 0 0.005%(最大0.5%)以内，应确保分压器漏电流高于20 μA。 RFREQ = RFREQ 308 kΩ 132 kΩ 92.5 kΩ (1) (3) 表7和图59显示了基于开关频率的频率电阻值的示例。 RBOTTOM的值： I STRING 1200 其中，RFREQ单位为kΩ，fSW单位为kHz。 表7. 频率电阻的选择 VREF 1000 92,500 f SW 要计算所需的电阻值，首先需利用下式确定底端电阻 R BOTTOM = 800 频率电阻的值通过下式计算： 计；但在非常轻的负载条件下，使用小反馈电阻会降低系 反馈偏置电流会引起输出电压精度降低，要将降幅限制在 600 图58. 占空比与开关频率的关系 在内。当分压器漏电流较高时，反馈偏置电流可忽略不 统工作效率。 400 FREQUENCY (kHz) 值决定分压器的漏电流。为降低分压器的漏电流，在计算 电阻值时，应将较小的50 nA(0.1 μA最大值)FB偏置电流计算 200 10667-155 RTOP 其中： VREF为内部基准电压(0.6 V)。 ISTRING为电阻分压器漏电流。 然后通过下式计算顶端电阻RTOP的值： (2) Rev. 0 | Page 19 of 36 频率 300 kHz 700 kHz 1 MHz 1200 电感选择 1100 ADP2442的开关频率很高，因此，即使只用小型电感，输 1000 出电压的纹波也非常小。电感的大小需权衡效率和瞬态响 900 应决定。小型电感会引起较大的电感电流纹波，能提供出 800 色的瞬态响应，但会降低系统效率。由于ADP2442的开关 700 频率非常高，因此应使用低磁芯损耗、低EMI的屏蔽铁氧 600 体磁芯电感。 500 400 电感纹波电流也会影响环路的稳定性，因为ADP2442采用 300 仿真峰值电流模式架构。在传统的斜率补偿方法中，用户 200 50 100 150 200 250 RESISTANCE (kΩ) 300 350 设置电感纹波电流，然后利用外部斜坡电阻设置斜率补 10667-153 FREQUENCY (kHz) ADP2442 偿。多数情况下，电感纹波电流通常设置为最大负载电流 的1/3，以获得最佳瞬态响应和效率。ADP2442内置斜率补 图59. 频率与电阻的关系 外部元件选择 偿功能，它假设电感纹波电流设为0.3 A(最大负载1 A的30%)， 输入电容选择 因而无需外部斜坡电阻。 降压型稳压器的输入电流本质上是脉动电流。当高端开关 对于ADP2442，所选电感应使得电感的峰峰值纹波电流介 处于断开状态时，该电流为0；当高端开关处于接通状态 于0.2 A到0.5 A，以便稳定工作。电感值计算如下： 时，该电流接近于负载电流。由于切换以合理的高频(300 kHz 至1 MHz)发生，因此，输入旁路电容通常能提供大部分高 其中： 频电流(纹波电流)，从而允许输入电源只提供平均直流电 (6) 流。输入电容需要一个足够高的纹波电流额定值，以便处 理输入纹波；另外，ESR也必须足够低，以便减小输入电 压纹波。许多情况下，需要将不同类型的电容并联放置， 以将等效ESR和ESL降至最低。 对于特定负载，所需的最小输入电容为： (7) (4) VIN为输入电压。 VOUT为所需的输出电压。 其中： VPP为所需的输入纹波电压。 fSW为稳压器开关频率。 RESR是该电容的等效串联电阻。 L为电感值。 IOUT为最大负载电流。 ΔIL为峰峰值电感纹波电流。 D为占空比。 LIDEAL为电感的理想计算值。 fSW为开关频率。 对于宽输入(VIN)范围的应用，应根据输入电压极值的几何 最佳做法是使用陶瓷旁路电容，因为此类电容的ESR接近 于0，上式可简化为： 平均值(VIN (GEOMETRIC))选择电感。 其中： (5) (8) 此外，应使用电压额定值是输入电压1.5倍、采用X5R和 VIN_MAX为最大输入电压。 X7R电介质的陶瓷电容。不推荐Y5V和Z5U电介质，它们 VIN_MIN为最小输入电压。 的温度特性和直流偏置特性较差。表10提供了一个推荐 电感值VIN(GEOMETRIC)计算如下： MLCC电容列表。 对于较大阶跃负载瞬变，可通过使用电解或聚合物电容等 增加体电容。确保体电容的纹波电流额定值超过具体设计 的最小输入纹波电流。 Rev. 0 | Page 20 of 36 (9) ADP2442 表10. 推荐输出电容 表8. 不同VIN、VOUT和fSW组合的电感值 fSW (kHz) 300 300 300 300 300 300 300 300 600 600 600 600 600 600 600 1000 1000 1000 1000 VIN (V) 12 12 24 24 24 36 36 36 12 12 24 24 24 36 36 12 24 24 36 VOUT (V) 3.3 5 3.3 5 12 3.3 5 12 3.3 5 3.3 5 12 3.3 5 5 5 12 5 电感值 最小值(μH) 最大值(μH) 22 27 27 33 27 33 39 47 56 68 27 33 39 47 68 82 12 15 15 18 15 18 18 22 27 33 15 18 22 27 6.8 10 10 12 18 22 12 15 电容 10 µF/25 V 22 µF/25 V 47 µF/6.3 V 4.7 µF/50 V 供应商 Murata Taiyo Yuden GRM32DR71E106KA12L TMK325B7106KN-TR GRM32ER71E226KE15L TMK325B7226MM-TR GCM32ER70J476KE19L JMK325B7476MM-TR GRM31CR71H475KA12L UMK325B7475MMT 为使最大输出电压纹波合适，按照下式确定最小输出电容 COUT(MIN)： 因此， 其中： ΔVRIPPLE为容许的峰峰值输出电压纹波。 ΔIL为电感纹波电流。 ESR是该电容的等效串联电阻。 为避免电感饱和并确保正常工作，所选电感值应保证峰值 fSW为稳压器开关频率。 电流不超过饱和电流和最大温度下的额定电流。电感制造 若有阶跃负载要求，应根据阶跃值来选择输出电容值。使 商会在数据手册中指定这两个额定值，也可以通过下式计 用以下方程决定由阶跃负载所引起的最大可接受输出电压 算额定值： 降/过冲： 其中： 其中： ILOAD(MAX)为最大直流负载电流。 ΔIOUT(STEP)为负载阶跃。 ΔIL为峰峰值电感纹波电流。 fSW为稳压器开关频率。 IL_PEAK为峰值电感电流。 ΔVDROOP为最大容许输出压降/过冲。 表9. 推荐电感 值(μH) 10 18 33 15 小尺寸电感 (10 mm × 10 mm) MSS1260 MSS1260 MSS1260 MSS1260 输出电容选择 选择由公式12和公式13计算得出的较大输出电容。由于有 效电容随着直流电压和温度的提高而降低，因此，为稳压 器的输出滤波器选择陶瓷电容时，需要选择标称容值比计 算结果高20%至30%的电容。图60显示由于两个电容的直 流偏置电压而导致的容值损失 图60中所示为Murata的X7R MLCC电容)。 输出电容的选择影响到输出电压纹波和稳压器的环路动态 特性。ADP2442设计采用小型低ESR、低ESL陶瓷输出电容 工作，因此，该器件很容易满足苛刻的输出电压纹波要 求。为获得最佳性能，应使用电压额定值是输出电压1.5倍 的X5R或X7R电介质电容，不要使用温度和直流偏置特性 很差的Y5V和Z5U电介质电容。表10列出了Murata和Taiyo Yuden出品的一些推荐电容。 Rev. 0 | Page 21 of 36 ADP2442 30.0 环路补偿 ADP2442使用峰值电流模式控制架构，因此具有出色的负 CAPACITANCE (µF) 24.6 载和线路瞬态响应性能。这种控制架构具有两个环路：内 电流环路和外电压环路。 19.2 22µF/25V 内部电流环路检测低端开关中的电流，并控制占空比以维 持平均电感电流。内部电流环路增加了斜率补偿，用于确 13.8 保器件在占空比高于50%时稳定工作。 10µF/25V 8.40 外部电压环路检测输出电压，并调整占空比以将输出电压 5 15 10 DC BIAS VOLTAGE (V) 20 25 到COMP引脚，补偿外部电压环路，如图61所示。 图60. 电容与直流电压的关系 ADP2442 COMP 例如，为在5 V输出电压下获得20 μF电容，同时为温度变化 提高一些裕量，应并联使用电压额定值为25 V的22 μF电容 RCOMP VFB gm 和电压额定值为25 V的10 μF电容。这种配置可确保输出电 容在所有条件下都足够，因此，器件能够稳定工作。 0.6V CCOMP 升压电容 AGND 10667-154 0 10667-157 调节到所需的值。一个外置串联RC网络的跨导放大器连接 3.00 升压引脚(BST)用于使高端功率MOSFET的内部驱动器上 电。在ADP2442中，为在中高占空比应用中实现高效率， 高端功率MOSFET为N沟道器件。为使高端驱动器上电， BST与SW引脚之间需要一个电容。此升压电容的大小很重 要，因为它关系到器件的轻负载功能和效率。因此，选择 一个电压额定值为50 V、数值在10 nF和22 nF之间的升压陶 图61. RC补偿网络 环路补偿的大信号分析 控制环路可以分为以下三部分： • VOUT至VCOMP 瓷电容，并将该电容尽可能靠近IC放置。建议使用数值在 • VCOMP至IL 此范围内的升压电容的理由是，超过22 nF的电容会导致LDO • IL至VOUT 达到限流阈值。 VIN VCC电容 ADP2442有一个内部稳压器，用于使内部控制器和低端驱 动器上电。VCC引脚是内部稳压器的输出。当低端驱动器 开启时，内部稳压器提供脉冲电流。因此，建议在VCC与 INDUCTOR CURRENT SENSE PULSE-WIDTH MODULATOR IL PGND引脚之间放置一个1 µF陶瓷电容，并使其尽可能靠近 VOUT COUT IC，同时在VCC与AGND引脚放置一个1 µF陶瓷电容。 VCOMP Gmgm RLOAD VREF = 0.6V ADP2442 RCOMP 10667-255 CCOMP 图62. 大信号模型 Rev. 0 | Page 22 of 36 ADP2442 在交越频率下，开环传递函数具有单位增益。 与之对应的三个传递函数如下： (14) (20) 这可导出公式21，用于计算交越频率下的RC补偿网络阻抗。 (15) (16) (21) 令公式17中的s = fCROSSOVER， (22) 其中： VCOMP为比较器电压。 为确保在交越频率下有足够的相位裕量，须将补偿器零点 IL为电感电流。 设为交越频率的1/8，如下式所示： gm为误差放大器的跨导(250 µA/V)。 (23) GCS为电流检测增益(2 A/V)。 VOUT为稳压器输出电压。 求解公式21、公式22和公式23，得出RC补偿网络的电阻值 VREF为内部基准电压(0.6 V)。 ZCOMP(s)为RC补偿网络的阻抗，该RC补偿网络可在原点与 和电容值，如公式24和公式25所示。 (24) 零点之间形成一个极点(见公式17)。 (17) ZFILT(s)为输出滤波器的阻抗，表示为： (25) 利用这些公式可以计算电压环路的补偿。 (18) 其中，s为角频率(s = 2πf)。 总环路增益值H(s)由上述三个传递函数值相乘得出，计算 公式如下： 19) 选择开关频率(fSW)、输出电压(VOUT)、输出电感(L)和输出 电容(C OUT )值时，单位交越频率可以设置为开关频率的 1/12。 Rev. 0 | Page 23 of 36 ADP2442 设计示例 电感选择 考虑一个具有如下规格的应用： 利用公式7选择电感。 • VIN：24 V ±10% • VOUT：5 V ±1% • 开关频率：700 kHz • 负载：800 mA(典型值) • 最大负载电流：1 A • 所有负载瞬变条件下的过冲 ≤ 2% 在公式7中，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，ILOAD(MAX) = 1 A，fSW = 700 kHz，故L = 18.66 µH。当公式6中的L = 18μH(最接近的 配置和元件选择 标准值)时，ΔIL = 0.314 A。尽管所需最大输出电流为1 A， 电阻分压器 选择外部元件的第一步是计算用于设置输出电压的电阻分 但最大峰值电流为1.6 A。因此，电感的电流额定值应高于 压器的电阻。 1.6 A。 利用公式1和公式2， 输入电容选择 输入滤波器包括一个尽可能靠近IC放置的0.1 µF小型陶瓷 电容。 对于特定负载，所需的最小输入电容为： 其中： VPP = 50 mV. 开关频率 开关频率需权衡效率和元件尺寸来决定。低频下，栅极损 耗较低，因而效率较高，但需要较大的电感。高频的选择 受限于最小和最大占空比。 fSW = 700 kHz. 因此， 表11. 占空比 VIN 24 V (标称值) 26 V (比标称值高10%) 22 V (比标称值低10% ) IOUT = 1 A. D = 0.23. 占空比 DNOMINAL = 20.8% DMIN = 19% DMAX = 23% 选择电压额定值为50 V的10 µF输入电容，可确保它在电压 根据预估的占空比范围，按照最小、最大占空比限值来选 和温度范围内都有足够的容值。 择开关频率，如图58所示。例如，700 kHz频率显然在最大、 输出电容选择 最小占空比限值以内。 利用公式12和公式13选择输出电容： 利用公式3， 公式12基于输出电压纹波(ΔVRIPPLE)，它是输出电压的1%。 公式13根据2%的瞬变负载性能要求计算电容。执行这些计 算，然后使用电容计算结果较大的公式来选择电容。 Rev. 0 | Page 24 of 36 ADP2442 本例中，需要将表12所列值代入公式12和公式13中的变量。 率的1/8，确保系统有适当的相位裕量。 表12. 要求 参数 纹波电流 电压纹波 负载瞬变引起的 压降 ESR fSW 选择交越频率为开关频率的1/12，将零点频率设为交越频 测试条件/注释 对于ADP2442，它是固定值0.3 A VOUT的1% VOUT的2% 值 0.3 A 50 mV 100 mV 5 mΩ 700 kHz 基于输出电压纹波的计算(见公式12)要求最小输出电容为： 表13. 计算参数值 参数 fCROSSOVER fZERO VREF gm GCS COUT VOUT 测试条件/注释 fSW的1/12 fCROSSOVER的1/8 固定基准电压 误差放大器的 跨导 电流检测增益 输出电容 输出电压 值 58.3 kHz 7.3 kHz 0.6 V 250 µA/V 2 A/V 22 µF 5V 根据表13所列的值，计算补偿值： 而基于瞬态负载的计算(见公式13)要求最小输出电容为： 最接近的标准电阻值为118 kΩ。因此， 为同时满足上述两个要求，应使用后一公式决定的值。如 图60所示，直流偏置会影响容值，因此，应选择容值为计 算值1.5倍的电容。 系统配置 按照如下方式配置系统；虽然顺序无关紧要，但这些步骤 必须全部完成： 补偿选择 根据下式，计算反馈环路的补偿元件值： • VCC与PGND引脚之间连接一个1 µF电容，VCC与AGND 引脚连接另一个1 µF电容。为实现最佳性能，应使用电压 额定值为25 V的X5R或X7R陶瓷电容。 • BST与SW引脚之间连接一个电压额定值为50 V的10 nF陶 瓷电容。 • FREQ与AGND引脚之间连接一个电阻，并使其尽可能 靠近IC。 • 若使用电源良好特性，应将一个50 kΩ上拉电阻连接到外 部5 V电源。 • 若需同步，则将一个频率为700 kHz的外部时钟连接至 SYNC/MODE引脚。将外部时钟连接到AGND以便激活 脉冲跳过模式，或将其连接到VCC以激活强制固定频率 模式。 图63为此设计示例的原理图，表14列出了计算所得元件值。 Rev. 0 | Page 25 of 36 ADP2442 典型应用电路 设计示例 C3 1µF/25V VCC R7 50kΩ VCC AGND FREQ EN SW VIN: 24V C2 4.7µF/ 50V C1 4.7µF/ 50V L1 18.3µH C6 0.1µF PGND C7 22µF/ 25V VOUT: 5V, 1A C8 10µF/ 25V VCC PGOOD R9 132kΩ CLOCK: 700k±30% 10667-164 R2 74kΩ COMP VIN ADP2442 SYNC/ MODE C10 185pF FB PGOOD R5 118kΩ R3 10kΩ BST C5 10nF/50V C4 1µF/25V 图63. 典型应用电路，VIN = 24 V ± 10%，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz 表14. 针对图63计算的元件值 数量 2 2 2 1 1 1 1 1 1 1 1 2 1 代号 C1, C2 C3, C4 C5 C7 C8 L1 C6 C10 R9 R5 R2 R3 R7 值 4.7 µF 1 µF 10 nF 22 µF 10 µF 18.3 µH 0.1 µF 185 pF 132 kΩ 118 kΩ 74 kΩ 10 kΩ 50 kΩ 描述 陶瓷电容，X7R，50 V 陶瓷电容，1 µF，25 V，X7R，10%，0603 陶瓷电容，10 nF，50 V，10%，X7R，603 陶瓷电容，22 µF，25 V，X7R，1210 陶瓷电容，10 µF，25 V，X7R，1210 电感 陶瓷电容，0.1 µF，50 V，X7R，0805 陶瓷电容，50 V 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD Rev. 0 | Page 26 of 36 产品型号 GRM31CR71H475KA12L GRM188R71E105KA12D ECJ-1VB1H103K GRM32ER71E226K GRM32DR71E106KA12L CoilCraft MSS1260T-183NLB ECJ-2FB1H104K 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 ADP2442 其它典型电路配置 C3 1µF/25V VCC AGND VIN: 24V C2 4.7µF/ 50V C1 4.7µF/ 50V L1 33.3µH C6 0.1µF PGND VOUT: 12V, 1A C7 22µF/ 25V VCC PGOOD R9 154kΩ CLOCK: 600k±30% 10667-165 R7 50kΩ SW SYNC/ MODE EN EXT R2 191kΩ COMP VIN ADP2442 FREQ C10 220pF FB PGOOD R5 121kΩ R3 10kΩ BST C5 10nF/50V C4 1µF/25V 图64. 典型应用电路，VIN = 24 V ± 10%，VOUT = 12 V，fSW = 600 kHz 表15. 针对图64计算的元件值 数量 2 2 2 1 1 1 1 1 1 1 1 2 1 1 代号 C1, C2 C3, C4 C5 C7 C8 L1 C6 C10 R9 R5 R2 R3 R7 值 4.7 µF 1 µF 10 nF 22 µF N/A 1 33.3 µH 0.1 µF 220 pF 154 kΩ 121 kΩ 191 kΩ 10 kΩ 50 kΩ 描述 陶瓷电容，X7R，50 V 陶瓷电容，1 µF，25 V，X7R，10%，0603 陶瓷电容，10000 pF，50 V，10%，X7R，0603 陶瓷电容，22 µF，25 V，X7R，1210 N/A1 电感 陶瓷电容，0.1 µF，50 V，X7R，0805 陶瓷电容，50 V 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD N/A表示不适用。 Rev. 0 | Page 27 of 36 产品型号 GRM31CR71H475KA12L GRM188R71E105KA12D ECJ-1VB1H103K GRM32ER71E226K N/A1 CoilCraft MSS1038-333ML ECJ-2FB1H104K 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 ADP2442 C3 1µF/25V C5 10nF/50V BST VCC VIN: 12V C2 4.7µF/ 50V C1 4.7µF/ 50V L1 18.3µH C6 0.1µF PGND C7 22µF/ 25V VOUT: 5V, 1A C8 22µF/ 25V VCC PGOOD R9 185kΩ CLOCK: 500k±30% 10667-166 R7 50kΩ SW FREQ EN EXT R2 74kΩ COMP VIN ADP2442 SYNC/ MODE C10 270pF FB PGOOD R5 118kΩ R3 10kΩ AGND C4 1µF/25V 图65. 典型应用电路，VIN = 12 V ± 10%，VOUT = 5 V，fSW = 500 kHz 表16. 针对图65计算的元件值 数量 2 2 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 代号 C1, C2 C3, C4 C5 C7 C8 L1 C6 C10 R9 R5 R2 R3 R7 值 4.7 µF 1 µF 10 nF 22 µF 22 µF 18.3 µH 0.1 µF 270 pF 185 kΩ 118 kΩ 74 kΩ 10 kΩ 50 kΩ 描述 陶瓷电容，X7R，50 V 陶瓷电容，1 µF，25 V，X7R，10%，0603 陶瓷电容，10 nF，50 V，10%，X7R，0603 陶瓷电容，22 µF，25 V，X7R，1210 陶瓷电容，22 µF，25 V，X7R，1210 电感 陶瓷电容，0.1 µF，50 V，X7R，0805 陶瓷电容，50 V 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD Rev. 0 | Page 28 of 36 产品型号 GRM31CR71H475KA12L GRM188R71E105KA12D ECJ-1VB1H103K GRM32ER71E226K 由用户决定 CoilCraft MSS1038-183ML ECJ-2FB1H104K 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 ADP2442 C3 1µF/25V C5 10nF/50V EN R7 50kΩ BST VCC VIN SW VIN: 36V C2 4.7µF/ 50V C1 4.7µF/ 50V L1 33.3µH C6 0.1µF PGND C7 47µF/ 6.3V VOUT: 3.3V, 1A C8 47µF/ 6.3V VCC PGOOD R9 300kΩ CLOCK: 300k±30% 10667-167 EXT R2 45kΩ SYNC/ MODE C10 560pF PGOOD COMP ADP2442 FREQ FB R5 91kΩ R3 10kΩ AGND C4 1µF/25V 图66. 典型应用电路，VIN = 36 V ± 10%，VOUT = 3.3 V，fSW = 300 kHz 表17. 针对图66计算的元件值 数量 2 2 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 代号 C1, C2 C3, C4 C5 C7 C8 L1 C6 C10 R9 R5 R2 R3 R7 值 4.7 µF 1 µF 10 nF 47 µF 47 µF 33.3 µH 0.1 µF 560 pF 300 kΩ 91 kΩ 45 kΩ 10 kΩ 50 kΩ 描述 陶瓷电容，X7R，50 V 陶瓷电容，1 µF，25 V，X7R，10%，0603 陶瓷电容，10 nF，50 V，10%，X7R，0603 陶瓷电容，47 µF，6.3 V，X7R，1210 陶瓷电容，47 µF，6.3 V，X7R，1210 电感 陶瓷电容，0.1 µF，50 V，X7R，0805 陶瓷电容，50 V 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD Rev. 0 | Page 29 of 36 产品型号 GRM31CR71H475KA12L GRM188R71E105KA12D ECJ-1VB1H103K GRM32ER70J476KE20L GRM32ER70J476KE20L CoilCraft MSS1038T-333ML ECJ-2FB1H104K 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 ADP2442 C3 1µF/25V VCC VIN SW FREQ VIN: 24V C2 4.7µF/ 50V C1 4.7µF/ 50V L1 12.3µH C6 0.1µF PGND C7 22µF/ 16V VOUT: 3.3V, 1A C8 10µF/ 16V VCC PGOOD R9 132kΩ CLOCK: 700k±30% 10667-168 R7 50kΩ AGND COMP EN EXT R2 45.3kΩ ADP2442 SYNC/ MODE C10 190pF FB PGOOD R5 115kΩ R3 10kΩ BST C5 10nF/50V C4 1µF/25V 图67. 典型应用电路，VIN = 24 V ± 10%，VOUT = 3.3 V，fSW = 700 kHz 表18. 针对图67计算的元件值 数量 2 2 2 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 代号 C1, C2 C3, C4 C5 C7 C8 L1 C6 C10 R9 R5 R2 R3 R7 值 4.7 µF 1 µF 10 nF 22 µF 10 µF 12.3 µH 0.1 µF 190 pF 132 kΩ 115 kΩ 45.3 kΩ 10 kΩ 50 kΩ 描述 陶瓷电容，X7R，50 V 陶瓷电容，1 µF，25 V，X7R，10%，0603 陶瓷电容，10 nF，50 V，10%，X7R，0603 陶瓷电容，22 µF，16 V，X7R，1210 陶瓷电容，10 µF，25 V，X7R，1210 电感 陶瓷电容，0.1 µF，50 V，X7R，0805 陶瓷电容，50 V 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD 电阻，1/10 W，1%，0603，SMD Rev. 0 | Page 30 of 36 产品型号 GRM31CR71H475KA12L GRM188R71E105KA12D ECJ-1VB1H103K GRM32ER71C226KEA8L GRM32DR71E106KA12L CoilCraft MSS1038T-123ML ECJ-2FB1H104K 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 由用户决定 ADP2442 功耗与散热考虑 功耗 转换损耗 DC-DC稳压器的效率为： 转换损耗是由于N沟道MOSFET功率开关无法即时接通或 Efficiency POUT × 100% PIN = (26) 断开造成的。在开关节点转换过程中，功率开关提供所有 电感电流，功率开关的源极到漏极电压为输入的一半，从 其中： 而产生功率损耗。转换损耗随负载电流和输入电压的提高 PIN为输入功率。 而提高，每个开关周期发生两次。 POUT为输出功率。 转换损耗可以通过下式计算： DC-DC稳压器的功率损耗为： (30) PLOSS = PIN − POUT 其中，tON和tOFF分别为开关节点的上升时间和下降时间； DC-DC稳压器的功率损耗主要包括以下四方面： 对于24 V输入，约为10 ns。 • 电感损耗 散热考虑 • 功率开关导通损耗 • 开关损耗 稳压器的功耗会导致芯片的结温(TJ)高于环境温度(TA)，如 • 转换损耗 下式所示： TJ = TA + TR 电感损耗 其中，温度升幅(TR)与封装中的功耗(PD)成正比。 电感有内部电阻(DCR)，电流流过时会引起电感导通损 耗。电感功率损耗(不包括磁芯损耗)为： PL = IOUT2 × DCRL (31) 比例系数取决于芯片结温到环境温度的热阻，如下式所示： TR = θJA + PD (27) (32) 功率开关导通损耗 其中，θJA为结至环境热阻；对于JEDEC板，它等于40°C/W 功率开关导通损耗是输出电流(I OUT )流经具有内部电阻 (见表3)。 (RDSON)的N沟道MOSFET功率开关造成的。该功率损耗可 设计特定环境温度范围下的应用时，利用公式28、公式29 通过下式近似计算： 和公式30计算导通损耗、开关损耗和转换损耗造成的预期 PCOND = [RDS(ON) – HIGH SIDE × D + RDS(ON) – LOW SIDE × (1 – D)] × IOUT (28) ADP2442功耗(PD)，然后利用公式31和公式32估算温度升 开关损耗 幅。通过良好的电路板布局可以改善热性能。 2 开关损耗与驱动器消耗的电流有关，驱动器以开关频率打 开和关闭功率器件。每次功率器件栅极打开和关闭时，驱 动器就会将一定的电荷(ΔQ)从输入电源传输到栅极，再从 栅极传输到地。 例如，在ADP2442评估板(ADP2442-EVALZ)上测得的θJA小 于30℃/W。ADP2442-EVALZ评估板的热性能如图68和图 69所示。 开关损耗可通过下式计算： PSW = QG_TOTAL × VIN × fSW (29) 其中： QG_TOTAL为高端和低端元件的总栅极电荷，约为18 nC。 fSW为开关频率。 Rev. 0 | Page 31 of 36 ADP2442 评估板热性能 145 MAXIMUM AMBIENT TEMPERATURE (°C) TA = 25°C 45 40 35 30 25 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 IC POWER DISSIPIATION (W) 1.2 1.4 10667-064 JUNTION TEMPERATURE (°C) 50 125 105 85 65 45 25 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 IC POWER DISSIPIATION (W) 图69. 最大环境温度与功耗的关系 (基于ADP2442-EVALZ) 图68. 结温与功耗的关系 (基于ADP2442-EVALZ) Rev. 0 | Page 32 of 36 1.2 1.4 10667-065 55 ADP2442 电路板布局建议 为获得最佳性能，良好的印刷电路板(PCB)布局至关重 • 为获得ADP2442的最佳性能，补偿元件的放置和布线 要。不良的PCB布局会降低输出电压纹波的质量、负载/线 至关重要。补偿元件应尽可能靠近COMP引脚。使用 路/反馈的调节作用以及EMI和电磁兼容性能。以下是关于 0402尺寸的补偿元件可以缩短放置距离，进而降低寄 最佳布局的指导性建议： 生噪声。 • 使用独立的模拟和电源接地层。将敏感模拟电路(如输 出分压元件、补偿和频率电阻等)的接地基准端连接至 模拟地。另外，将电源元件(如输入电容和输出电容)的 接地基准端连接至电源地。将两个接地层与ADP2442的 • 让AGND环绕补偿元件以防止拾取噪声。 • FREQ引脚对噪声敏感，因此，频率电阻应尽可能靠近 FREQ引脚放置，并且走线长度应尽量短。 • 小信号元件应接地到模拟地路径。 裸露焊盘相连。 C4 • 让输入电容的一端尽可能靠近VIN引脚，将另一端连接 R3 • VCC是内部稳压器输出。VCC与AGND引脚之间放置一 COMP VIN R6 个1 µF电容，VCC与PGND引脚之间放置另一个1 µF电容。 EN R5 C10 一电源接地层。 L1 SW VCC BST C6 VOUT C7 PGND R8 R9 COUT和电源接地层再回到CIN的高电流路径尽可能短。 为达到上述的目的，应确保输入电容和输出电容共用同 VIN VIN 10667-066 • 确保高电流环路的走线尽可能短而宽。使从CIN通过L、 ADP2442 SYNC/ MODE FB AGND R2 尽可能靠近PGND引脚。 这些电容应尽可能靠近引脚。 C5 FREQ • VIN与PGND引脚之间放置一个高频滤波电容，并使其 C3 VOUT PGOOD 到最近的电源接地层。 NOTES 1. THICK LINE INDICATES HIGH CURRENT TRACE. 图70. 高电流走线 • 应使从PGND引脚通过L和COUT再回到电源接地层的高 电流路径尽可能短。为此，应确保PGND引脚连接到 PGND层并尽可能靠近输入和输出电容(见图70)。 • 将ADP2442的裸露焊盘与一个较大的铜层相连，以便最 CBST 大程度地发挥其散热性能。 • 将反馈电阻分压网络尽可能靠近FB引脚配置，以免受噪 AGND 声影响。反馈电阻分压器顶部与输出端之间的走线应尽 VCC FB CIN VIN 可能短，同时确保走线远离高电流走线和开关节点，以 免噪声影响。在FB走线的任一侧放置一个模拟接地层， 以进一步降低噪声影响。 COMP VOUT FREQ COUT 10667-067 PGND 图71. PCB顶层布局 Rev. 0 | Page 33 of 36 ADP2442 外形尺寸 0.30 0.23 0.18 10 0.50 BSC 1 9 EXPOSED PAD 1.70 1.60 SQ 1.50 7 TOP VIEW 0.80 0.75 0.70 0.50 0.40 0.30 3 6 4 0.20 MIN BOTTOM VIEW 0.05 MAX 0.02 NOM COPLANARITY 0.08 0.20 REF SEATING PLANE PIN 1 INDICATOR 12 FOR PROPER CONNECTION OF THE EXPOSED PAD, REFER TO THE PIN CONFIGURATION AND FUNCTION DESCRIPTIONS SECTION OF THIS DATA SHEET. COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MO-229-WEED-4. 072809-B PIN 1 INDICATOR 3.10 3.00 SQ 2.90 图72. 12引脚引脚架构芯片级封装[LFCSP_WQ] 3 mm x 3 mm超薄体 (CP-12-6) 尺寸单位：mm 订购指南 型号1 ADP2442ACPZ-R7 ADP2442-EVALZ 1 输出 电压 可调 温度 范围 −40°C至+125°C 封装描述 12引脚引脚架构芯片级封装[LFCSP_WQ] 评估板(预设5 V) Z = 符合RoHS标准的器件。 Rev. 0 | Page 34 of 36 封装 选项 CP-12-6 标识 码 LK5 ADP2442 注释 Rev. 0 | Page 35 of 36 ADP2442 注释 ©2012 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and registered trademarks are the property of their respective owners. D10667sc-0-11/12(0) Rev. 0 | Page 36 of 36