36 V、1 A同步降压DC-DC调节器
ADP2441
特性
典型电路配置
宽输入电压范围：4.5 V至36 V
最短导通时间：50 ns
最大负载电流：1 A
高效率：最高可达94%
可调节输出：最低至0.6 V
输出电压精度：±1%
可调节开关频率：300 kHz至1 MHz
低负载下的脉冲跳跃模式，节约电源
精密使能输入引脚
开漏电源良好指示
带跟踪功能的外部软启动
过流限制保护
待机功耗小于15 μA
欠压闭锁(UVLO)和热关断
12引脚3 mm × 3 mm LFCSP封装
参考具有同步功能的类似产品ADP2442
C3
VIN
RCOMP
EN
BST
ADP2441
PGOOD
COMP
SS/TRK
RBOTTOM
VCC
AGND
FB
FREQ
RTOP
VIN
VIN
VOUT
SW
CIN
COUT
PGND
10581-001
CCOMP
RFREQ
图1.
100
90
VOUT = 12V
VOUT = 5V
80
应用
EFFICIENCY (%)
70
终端负载应用
分布式电源系统
工业控制电源
标准供电轨转换至24 V/12 V/5 V/3.3 V
VOUT = 3.3V
60
50
40
30
VIN = 24V
fSW = 300kHz
20
ADP2441是恒定频率、采用电流模式控制的同步降压dc-dc
调节器，可驱动最高1 A的负载，并具有出色的线路和负载
调节特性。它可在宽输入电压范围内(4.5 V至36 V)工作，是
调整多种类型输入源功率的理想选择。另外，它还具有非
常低的最短导通时间(50 ns)，因此适合那些需要非常高降压
比的应用。
输出电压可在0.6 V至0.9 V × VIN之间调节。该器件同时针对
高端和低端设备集成低电阻N沟道MOSFET，可实现高效率。
开关频率可用外部电阻在300 kHz至1 MHz范围内调节。另
外，ADP2441还有一个精确的电源良好(PGOOD)开漏输出
信号。
在负载较低的情况下，调节器通过跳过脉冲并降低开关损
耗工作在脉冲跳跃模式下，可提升能效。此外，在中负载
至高负载情况下，调节器工作在固定频率脉宽调制(PWM)
模式以降低电磁干扰(EMI)。
10
0
0.02
0.2
LOAD (A)
1
10581-002
概述
Rev. B
CBST
C4
VOUT
图2. 效率与负载电流的关系(VIN = 24 V)
ADP2441使用打嗝模式保护IC不受短路或输出端过流情况
影响。外部可编程软启动可限制多种负载电容启动时的浪
涌电流。其它重要特性包括跟踪、输入欠压闭锁
(UVLO)、热关断(TSD)和精密使能(EN)，亦可用于逻辑电
平关断输入。
ADP2441采用3 mm × 3 mm、12引脚LFCSP封装，额定工作
温度范围为−40°C至+125°C结温范围。
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ADP2441
目录
特性....................................................................................................1
应用....................................................................................................1
概述....................................................................................................1
典型电路配置 ..................................................................................1
修订历史 ...........................................................................................2
技术规格 ...........................................................................................3
绝对最大额定值..............................................................................5
热阻 ..............................................................................................5
ESD警告.......................................................................................5
引脚配置和功能描述 .....................................................................6
典型工作特性 ..................................................................................7
内部框图 .........................................................................................14
工作原理 .........................................................................................15
控制架构....................................................................................15
可调频率....................................................................................16
电源良好....................................................................................16
软启动 ........................................................................................16
跟踪 ............................................................................................16
欠压闭锁(UVLO).....................................................................17
精密使能/关断 .........................................................................17
限流和短路保护.......................................................................17
热关断 ........................................................................................17
应用信息 .........................................................................................18
选择输出电压 ...........................................................................18
设置开关频率 ...........................................................................18
软启动 ........................................................................................19
外部元件选择 ...........................................................................19
升压电容....................................................................................21
VCC电容....................................................................................21
环路补偿....................................................................................21
环路补偿的大信号分析 .........................................................21
设计示例 .........................................................................................23
配置和元件选择.......................................................................23
系统配置....................................................................................24
典型应用电路 ................................................................................25
设计示例....................................................................................25
其它典型电路配置 ..................................................................26
功耗与散热考虑............................................................................29
功耗 ............................................................................................29
散热考虑....................................................................................29
评估板热性能 ................................................................................30
电路板布局建议............................................................................31
外形尺寸 .........................................................................................32
订购指南....................................................................................32
修订历史
2014年6月 — 修订版A至修订版B
更改特性部分 .................................................................................1
2012年11月—修订版0至修订版A
更改图1 ............................................................................................1
IVIN参数最大值从2.2 mA改为2 mA............................................3
更改引脚3和引脚5描述................................................................6
更改“升压电容”部分...................................................................21
更改图66 ........................................................................................31
更改“订购指南”............................................................................32
2012年6月—修订版0：初始版
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ADP2441
技术规格
除非另有说明，VIN = 4.5 V至36 V，TJ = −40°C至+125°C。
表1.
参数
电源
输入电压范围
电源电流
关断电流
UVLO
阈值
迟滞
内部调节器
调节器输出电压
输出
输出电压范围
最大输出电流
反馈调节电压
VOUT
IOUT
VFB
电压调整率
负载调整率
误差放大器
反馈偏置电流
跨导
开环电压增益1
MOSFETS
高端开关导通电阻2
低端开关导通电阻2
漏电流
最短导通时间3
最短关断时间4
电流检测
电流检测放大器增益
打嗝时间
进入打嗝模式前的累计限流周期数
峰值电流限制
频率
开关频率范围
频率设置精度
软启动
软启动电流
精密使能
输入阈值
迟滞
漏电流
热关断
上升
迟滞
符号
测试条件/注释
VIN
IVIN
ISHDN
VEN = 1.5 V、无切换
VEN = AGND
VUVLO
VIN下降
VCC
VIN = 5 V至36 V
最小值
3.8
TJ = −40°C至+85°C
TJ = −40°C至+125°C
IFB_BIAS
gm
AVOL
VFB = 0.6 V
ICOMP = ±20 µA
200
RDS_H(ON)
RDS_L(ON)
ILKG
tON_MIN
tOFF_MIN
BST − SW = 5 V
VCC = 5 V
VEN = AGND
所有开关频率
单位
1.7
10
36
2
15
V
mA
µA
4
200
4.2
V
mV
5
5.5
V
0.9 × VIN
V
A
V
V
%/V
%/A
0.6
0.6
0.005
0.05
0.606
0.609
50
250
65
200
300
nA
µA/V
dB
170
120
1
50
165
270
180
25
65
175
mΩ
mΩ
2.4
1.4
2
6
8
1.6
1.8
A/V
ms
Events
A
FREQ引脚 = 308 kΩ
FREQ引脚 = 92.5 kΩ
300
270
900
300
1000
1000
330
1100
kHz
kHz
kHz
VSS = 0 V
0.9
1
1.2
µA
1.15
1.20
100
0.1
1.25
V
mV
µA
GCS
1.6
fSW = 300 kHz至1 MHz
ICL
fSW
VEN(RISING)
VEN(HYST)
IIEN_LEAK
最大值
4.5
0.6
1
0.594
0.591
ISS
典型值
VIN = VEN
TSD
TSD(HYST)
150
25
Rev. B | Page 3 of 32
1
ns
ns
°C
°C
ADP2441
参数
电源良好
PGOOD高电平、FB上升阈值5
PGOOD低电平、FB上升阈值5
PGOOD高电平、FB下降阈值5
PGOOD低电平、FB下降阈值5
PGOOD
延迟
高漏电流
下拉电阻
TRK
TRK输入电压范围
TRK至FB失调电压
1
2
3
4
5
符号
tPGOOD
IPGOOD(SRC)
IPGOOD(SNK)
测试条件/注释
最小值
典型值
最大值
单位
89
111
106
83
92
115
109
86
95
118
112
89
%
%
%
%
50
1
0.5
10
0.7
µs
µA
kΩ
VPGOOD = VCC
FB = 0 V
0
TRK = 0 mV至500 mV
通过设计保证。
在VIN与SW引脚之间测量，包括焊线和引脚电阻。
基于基准特性。测量条件：VIN = 12 V，VOUT = 1.2 V，负载 = 1 A，fSW = 1 MHz，输出在规定范围内。测量不包括死区。
基于基准特性。测量条件：VIN = 15 V，VOUT = 12 V，负载 = 1 A，fSW = 600 kHz，输出在规定范围内。测量不包括死区。
此阈值以标称输出电压的百分比表示。
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600
10
mV
mV
ADP2441
绝对最大额定值
表2.
参数
VIN至PGND
EN至AGND
SW至PGND
BST至PGND
VCC至AGND
BST至SW
FREQ、PGOOD、SS/TRK、COMP、
FB至AGND
PGND至AGND
工作结温范围
存储温度范围
引脚温度(焊接，10秒)
额定值
−0.3 V至+40 V
−0.3 V至+40 V
−0.3 V至+40 V
−0.3 V至+45 V
−0.3 V至+6 V
−0.3 V至+6 V
−0.3 V至+6 V
±0.3 V
−40°C至+125°C
−65°C至+150°C
260°C
注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性
损坏。这只是额定最值，并不能以这些条件或者在任何其
它超出本技术规范操作章节中所示规格的条件下，推断器
件能否正常工作。长期在绝对最大额定值条件下工作会影
响器件的可靠性。
热阻
θJA针对最差条件，即利用4层标准JEDEC板，将器件焊接
在电路板上以实现表贴封装。
表3. 热阻
封装类型
12引脚 LFCSP
θJA
40
θJC
2.4
单位
°C/W
ESD警告
ESD(静电放电)敏感器件。
带电器件和电路板可能会在没有察觉的情况下放电。尽
管本产品具有专利或专有保护电路，但在遇到高能量
ESD时，器件可能会损坏。因此，应当采取适当的ESD
防范措施，以避免器件性能下降或功能丧失。
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ADP2441
10 BST
ADP2441
TOP
VIEW
8 SW
FREQ 5
SS/TRK 6
7 PGND
PGOOD 4
EN 3
9 VIN
NOTES
1. THE EXPOSED PAD SHOULD BE CONNECTED
TO THE SYSTEM AGND PLANE AND PGND PLANE.
10581-003
FB 1
COMP 2
11 VCC
12 AGND
引脚配置和功能描述
图3. 引脚配置(顶视图)
表4. 引脚功能描述
引脚编号
1
2
3
引脚名称
FB
COMP
EN
4
5
6
PGOOD
FREQ
SS/TRK
7
PGND
8
9
SW
VIN
10
BST
11
VCC
12
AGND
EP
描述
反馈调节电压为0.6 V。将此引脚从DC-DC调节器的输出端连接到一个分压器。
误差放大器补偿。将串联电阻和电容连接到地。
精密使能。使用1.25 V基准电压时，此特性提供±5%精度。此引脚为高电平时，调节器使能；为低电平时，
调节器禁用。不要悬空EN引脚。
高电平有效电源良好输出。当输出不在规定范围内时，此引脚变为低电平。
开关频率。一个接AGND的电阻设置开关频率(参见“设置开关频率”部分)。不要悬空FREQ引脚。
软启动/跟踪输入。需要一个接地电容来设置软启动时间，使输出逐渐上升。为跟踪外部电压，此引脚需要
一个连接到外部基准电压源的电阻分压器。
电源地。在VIN引脚与此引脚之间连接一个去耦陶瓷电容，应尽可能靠近此引脚。将此引脚直接连到裸露
焊盘。
开关。低端N沟道功率MOSFET开关的漏极与高端N沟道功率MOSFET开关的源极之间的中点。
电源输入引脚。将此引脚连接到输入电源，并将一个旁路陶瓷电容直接从此引脚连接到PGND，尽可能靠近
IC。工作电压范围为4.5 V至36 V。
升压。将一个10 nF陶瓷电容连接在BST与SW引脚之间，尽可能靠近IC，以形成高端N沟道功率MOSFET驱动器
的浮动电源。此电容用来将N沟道功率MOSFET的栅极驱动到电源电压以上。
内部低压差调节器的输出。此引脚为内部控制器和驱动器电路供电。VCC与AGND之间连接一个1 µF陶瓷电容，
VCC与PGND之间连接一个1 µF陶瓷电容。当EN引脚电压超过0.7 V时，VCC输出有效。
模拟地。此引脚是控制功能的内部地。将此引脚直接连到裸露焊盘。
裸露散热焊盘。裸露焊盘应连接到AGND和PGND。
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ADP2441
典型工作特性
100
100
90
80
80
VIN = 12V
60
70
EFFICIENCY (%)
VIN = 24V
50
40
20
1
10581-004
0.1
LOAD (A)
0
0.01
0.1
图7. 效率与负载电流的关系(VOUT = 3.3 V，fSW = 700 kHz)
100
100
VIN = 12V
90
80
VIN = 24V
VIN = 36V
50
40
VOUT = 5V
fSW = 300kHz
COILCRAFT MSS1038
1
1
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
COILCRAFT MSS1038
0.1
LOAD (A)
图8. 效率与负载电流的关系(VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz)
100
100
VIN = 24V
90
80
VIN = 24V
80
VIN = 36V
EFFICIENCY (%)
70
60
50
40
VOUT = 12V
fSW = 300kHz
COILCRAFT MSS1038
60
VIN = 36V
50
40
30
20
10
VOUT = 12V
fSW = 600kHz
COILCRAFT MSS1038
10
0.1
LOAD (A)
1
0
0.01
10581-008
0
0.01
40
0
0.01
10581-006
0.1
图5. 效率与负载电流的关系(VOUT = 5 V，fSW = 300 kHz)
20
50
20
LOAD (A)
30
VIN = 36V
10
0
0.01
70
VIN = 24V
60
30
10
90
1
70
EFFICIENCY (%)
60
20
VIN = 12V
80
70
30
1
LOAD (A)
图4. 效率与负载电流的关系(VOUT = 3.3 V，fSW = 300 kHz)
90
EFFICIENCY (%)
VOUT = 3.3V
fSW = 700kHz
COILCRAFT MSS1038
10
0
0.01
EFFICIENCY (%)
40
30
10
VIN = 24V
50
10581-005
20
VOUT = 3.3V
fSW = 300kHz
COILCRAFT MSS1038
VIN = 12V
60
10581-007
EFFICIENCY (%)
70
30
VIN = 5V
10581-009
90
VIN = 5V
0.1
LOAD (A)
图6. 效率与负载电流的关系(VOUT = 12 V，fSW = 300 kHz)
图9. 效率与负载电流的关系(VOUT = 12 V，fSW = 600 kHz)
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ADP2441
0.5
400
0.3
0.1
0
–0.1
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
–0.2
–0.3
–0.4
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
LOAD (A)
250
fSW = 700kHz
200
150
100
VOUT = 3.3V
50
0
10581-010
5
PSKIP THRESHOLD LOAD CURRENT (mA)
0.6
0.4
VOUT ERROR (%)
25
30
35
40
300
0.8
TA = +25°C
TA = –40°C
0.2
0
–0.2
–0.4
TA = +125°C
–0.8
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
LOAD (A)
fSW = 300kHz
250
200
fSW = 700kHz
150
100
50
0
10581-011
VIN = 24V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
–0.6
VOUT = 5V
10
15
20
25
30
35
40
40
VIN (V)
图14. 脉冲跳过阈值，VOUT = 5 V
图11. 不同温度下的负载调整率
0.5
300
PSKIP THRESHOLD LOAD CURRENT (mA)
0.4
0.3
0.2
LOAD = 500mA
0.1
0
LOAD = 1A
–0.1
VIN = 24V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
–0.2
–0.3
–0.4
7
12
17
22
27
32
VIN (V)
37
10581-012
VOUT ERROR (%)
20
图13. 脉冲跳过阈值，VOUT = 3.3 V
1.0
–0.5
15
VIN (V)
图10. 不同电源下的负载调整率
–1.0
10
10581-014
–0.5
300
10581-015
VOUT ERROR (%)
0.2
fSW = 300kHz
350
10581-013
0.4
PSKIP THRESHOLD LOAD CURRENT (mA)
VIN = 12V
VIN = 24V
VIN = 36V
图12. 不同负载下的电压调整率，VOUT = 5 V
250
fSW = 300kHz
200
150
fSW = 600kHz
100
50
0
15
VOUT = 12V
20
25
30
VIN (V)
图15. 脉冲跳过阈值，VOUT = 12 V
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35
ADP2441
2.25
12
2.05
VIN = 36V
1.85
SUPPLY CURRENT (mA)
SHUTDOWN CURENT (µA)
10
8
6
4
1.65
1.45
VIN = 4.5V
VIN = 12V
VIN = 24V
VIN = 36V
1.25
1.05
0.85
0.65
VIN = 4.5V
0.45
2
50
100
150
TEMPERATURE (°C)
0.05
–50
10581-017
0
–30
–10
10
30
50
70
90
110
130
150
TEMPERATURE (°C)
图16. 关断电流与温度的关系
10581-016
0.25
0
–50
图19. 电源电流与温度的关系
1.24
4.5
1.22
ENABLE RISING THRESHOLD
1.20
ENABLE VOLTAGE (V)
UVLO, RISING VIN
4.2
4.1
UVLO, FALLING VIN
0
1.14
1.12
ENABLE FALLING THRESHOLD
1.10
1.06
10581-018
–25
1.16
1.08
4.0
3.9
–50
1.18
25
50
75
100
1.04
–50
125
–30
–10
10
TEMPERATURE (°C)
130
0.6
120
PGOOD THRESHOLD (%)
0.7
0.4
0.3
0.2
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
TRACK (V)
70
90
110
130
150
110
130
150
110
100
90
80
PGOOD FALL, FB INCREASING
PGOOD RISE, FB DECREASING
PGOOD RISE, FB INCREASING
PGOOD FALL, FB DECREASING
70
0.1
0.6
0.7
0.8
60
–50
10581-118
FB (V)
0.5
0
50
图20. 使能阈值与温度的关系
图17. 欠压闭锁(UVLO)阈值与温度的关系
0
30
TEMPERATURE (°C)
10581-019
4.3
–30
–10
10
30
50
70
90
TEMPERATURE (°C)
图21. PGOOD阈值与温度的关系
图18. 跟踪范围
Rev. B | Page 9 of 32
10581-021
UVLO THRESHOLD (V)
4.4
ADP2441
1200
1100
fSW = 1MHz
1000
fSW = 1MHz
1000
800
FREQUENCY (kHz)
SWITCHING FREQUENCY (kHz)
1200
fSW = 700kHz
600
400
fSW = 300kHz
900
800
700
600
500
400
200
fSW = 700kHz
fSW = 300kHz
0
5
10
15
20
25
30
35
40
VIN (V)
200
–50
10581-022
0
–30
–10
10
30
50
70
90
110
130
150
TEMPERATURE (°C)
10581-023
300
图25. 开关频率与温度的关系
图22. 开关频率与电源的关系
1.80
200
1.78
MINIMUM OFF
1.76
1.74
150
1.72
1.70
125
CURRENT (A)
ON TIME AND OFF TIME (ns)
175
100
75
1.68
VIN = 36V
1.66
1.64
1.62
VIN = 4.5V
1.60
1.58
MINIMUM ON
50
1.56
1.54
25
–10
10
30
50
70
90
110
130
150
TEMPERATURE (°C)
1.50
–50
10581-024
–30
0
260
180
240
160
150
140
LOW-SIDE RDS(ON) (m )
220
200
180
160
140
120
100
80
60
40
120
–25
0
25
50
75
100
TEMPERATURE (°C)
125
150
0
–50
–30
–10
10
30
50
70
90
TEMPERATURE (°C)
110
图27. 低端RDS(ON) 与温度的关系
图24. 高端RDS(ON) 与温度的关系
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130
150
10581-026
20
10581-027
HIGH-SIDE RDS(ON) (m )
100
图26. 电流限值与温度的关系
图23. 最短导通时间和最短关断时间与温度的关系
100
–50
50
TEMPERATURE (°C)
10581-126
1.52
0
–50
ADP2441
1
VOUT
1
VOUT
VIN = 24V
VOUT = 3.3V
fSW = 500kHz
LOAD = 100mA
INDUCTOR CURRENT
INDUCTOR CURRENT
4
4
VIN = 24V
VOUT = 3.3V
FSW = 500kHz
2
CH1 20.0mV
B
W
CH2 10.0V
M4.00µs A CH4
CH4 200mA Ω T 41.40%
2
120mA
CH1 20.0mV
图28. 脉冲跳过模式，VIN = 24 V，VOUT = 3.3 V，
fSW = 500 kHz，无负载
B
W
CH2 10.0V
M4.00µs A CH4
CH4 500mA Ω T 41.40%
120mA
图31. 脉冲跳过模式，VIN = 24 V，VOUT = 3.3 V，
fSW = 500 kHz，负载 = 100 mA
VOUT
VOUT
1
1
INDUCTOR CURRENT
INDUCTOR CURRENT
VIN = 24V
VOUT = 3.3V
fSW = 500kHz
LOAD = 1A
4
4
2
CH1 20.0mV
B
W CH2 10.0V
CH4 500mA Ω
M1.00µs
A CH2
T 41.40%
10581-031
SW
10581-030
SW
2
9.80V
CH1 200mV
图29. PWM模式，VIN = 24 V，VOUT = 3.3 V，
fSW = 500 kHz，负载 = 1 A
1
10581-029
10581-028
SW
SW
B
W
CH2 10.0V
CH4 1.00A Ω
M2.00ms A CH1
T 49.40%
60.0mV
图32. 打嗝模式，VIN = 24 V，VOUT = 3.3 V，
fSW = 500 kHz，输出短接PGND
VOUT
VOUT
VIN = 24V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
LOAD STEP = 500mA
VIN = 24V fSW = 700kHz
VOUT = 5V LOAD STEP = 300mA
1
LOAD
LOAD
SW
SW
4
CH1 100mV
B
W
CH2 10V
M200µs A CH4
CH4 500mA Ω T 79.80%
10581-033
4
10581-032
2
2
CH1 50.0mV
690mA
图30. 负载瞬变响应，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，
fSW = 700 kHz，负载阶跃 = 500 mA
B
W CH2 10.0V
CH4 200mA Ω
M200µs
A CH4
604mA
图33. 负载瞬变响应，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，
fSW = 700 kHz，负载阶跃 = 300 mA
Rev. B | Page 11 of 32
ADP2441
VOUT
VOUT
VIN = 12V
VOUT = 5V
fSW = 300kHz
LOAD STEP = 500mA
1
LOAD
LOAD
SW
4
10581-034
4
2
CH1 100mV
B
W
CH2 5.00V
M200µs
CH4 500mA Ω
A CH4
VIN = 24V
VOUT = 12V
fSW = 600kHz
LOAD STEP = 500mA
SW
10581-037
1
2
690mA
CH1 200mV
图34. 负载瞬变响应，VIN = 12 V，VOUT = 5 V，
fSW = 300 kHz，负载阶跃 = 500 mA
B
W
CH2 10.0V
M200µs
CH4 500mA Ω
A CH4
600mA
图37. 负载瞬变响应，VIN = 24 V，VOUT = 12 V，
fSW = 600 kHz，负载阶跃 = 500 mA
ENABLE
VOUT
1
3
VOUT
PGOOD
LOAD
4
VIN = 24V
VOUT = 12V
fSW = 300kHz
LOAD STEP = 500mA
SW
1
2
CH1 200mV
B
W
CH2 10.0V
M200µs
CH4 500mA Ω
A CH4
10581-038
VIN = 24V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
10581-035
4
CH1 2.00V BW
CH3 5.00V
550mA
图35. 负载瞬变响应，VIN = 24 V，VOUT = 12 V，
fSW = 300 kHz，负载阶跃 = 500 mA
CH4 2.00V
M 200µs
A CH3
1.60V
图38. 电源良好关断，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz
VIN
ENABLE
VIN = 24V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
VOUT
3
VIN = 36V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
3
VOUT
1
1
SW
PGOOD
CH1 2.00V BW
CH3 2.00V
CH4 2.00V
M1.00ms
A CH3
2
CH1 2.00V BW
CH3 10.0V
1.64V
图36. 电源良好启动，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz
10581-039
10581-036
4
CH2 10.0V BW M4.00ms
A CH3
5.00V
图39. 利用VIN 启动，VIN = 36 V，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz，无负载
Rev. B | Page 12 of 32
ADP2441
ENABLE
VIN
VIN = 36V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
LOAD = 5Ω
3
VIN = 24V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
VOUT
VOUT
3
SS
1
SW
1
4
CH1 2.00V BW
CH3 5.00V
图40. 利用VIN 启动，VIN = 36 V，VOUT = 5 V，
fSW = 700 kHz，负载 = 5 Ω
VOUT
MAGNITUDE (dB)
VIN = 24V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
LOAD = 5Ω
SS
SW
1
10581-041
CH2 10.0V
CH4 2.00V
M200µs
A CH3
160
70
120
50
80
30
40
10
0
–10
–40
CROSSOVER = 58kHz: 1/12 fSW
PHASE MARGIN = 55°
VIN = 24V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
LOAD = 1A
2.20V
–70
–90
3
VOUT
VIN = 24V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
LOAD = 5Ω
SS = 10nF
4
10581-042
SW
2
CH2 10.0V
CH4 500mV
10
–120
–160
100
图44. 幅度和相位与频率的关系
ENABLE
CH1 2.00V BW
CH3 5.00V
1
–80
FREQUENCY (kHz)
SS
M2.00ms
A CH3
1.40V
90
图41. 利用精密使能关断，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，
fSW = 700 kHz，负载 = 5 Ω
1
A CH3
200
–50
CH1 2.00V BW
CH3 5.00V
M1.00ms
110
–30
4
2
CH2 10.0V
CH4 2.00V
图43. 利用精密使能软启动，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，
fSW = 700 kHz，无负载，内部SS
ENABLE
3
10581-143
2
9.00V
2.20V
图42. 利用精密使能启动，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，
fSW = 700 kHz，负载 = 5 Ω，SS = 10 nF
Rev. B | Page 13 of 32
–200
10581-144
A CH3
PHASE (Degrees)
CH2 10.0V BW M4.00ms
CH1 2.00V BW
CH3 10.0V
SW
10581-040
2
ADP2441
内部框图
VIN
AGND
VCC
INTERNAL LDO
BST
EN
UVLO
+
1.25V
BAND GAP
REFERENCE
OSC
FREQ
ENABLE
COMP
POWER STAGE
ISS
CLOCK
+
FB
–
SS/TRK
+
PULSE SKIP
ENABLE
1V
NMOS
STATE MACHINE GATE
CONTROL LOGIC
COMP
THRESHOLD
SW
+
VCC
+
–
PWM
VREF = 0.6V
NMOS
PWM
COMPARATOR
PGND
HICCUP
HICCUP
TIMER
–
SLOPE
COMPENSATION/
RAMP
GENERATOR
+
CURRENT SENSE
AMPLIFIER
115% OF
FEEDBACK
REFERENCE
CURRENT
PGOOD
VFB
86%OF
FEEDBACK
图45. 功能框图
Rev. B | Page 14 of 32
10581-043
CURRENT-LIMIT
COMPARATOR
ADP2441
工作原理
ADP2441是一款固定频率、电流模式控制、降压同步开关
调节器，能够驱动1 A负载。该器件具有4.5 V至36 V的宽输
入电压范围，输出可以在0.6 V至0.9 V × VIN范围内调整。集
成的高端N沟道功率MOSFET和低端N沟道功率MOSFET可
在中、高负载下提供高转换效率。脉冲跳过模式用于在轻
负载条件下提高效率。
CLOCK
COMP
VC
S
Q
VOUT
PWM DRIVER
R QB
IL
COMPARATOR
RSWL × IL
REF
gm V
FB
RAMP
EMULATION
SENSE_
BLOCK
OUT
GCS
VRAMP
10581-044
ADP2441包括多种可编程特性，如软启动、输出电压、开
关频率和电源良好等。这些特性通过外部小型电阻和电容
编程。ADP2441还包括多种保护特性，如带迟滞的欠压闭
锁(UVLO)、输出短路保护和热关断等。
VIN
图46. 控制架构框图
控制架构
脉冲跳过模式
ADP2441基于仿真峰值电流模式控制架构。
ADP2441内置脉冲跳过电路；在轻负载时，该电路接通；
仅在必要时切换，使输出电压保持在规定范围内。这样可
以降低开关损耗，让调节器在轻负载条件下保持较高效率。
脉冲跳过电路包括一个比较器，用以将COMP电压与固定
脉冲跳过阈值进行比较。
该 控 制 架 构 的 基 本 框 图 如 图 46所 示 。 在 中 高 负 载 下 ，
ADP2441以固定开关频率PWM模式工作。输出电压VOUT通
过反馈引脚FB检测。误差放大器对反馈电压与基准电压
(VREF = 0.6 V)之间的误差进行积分，以便在COMP引脚处产
生 误 差 电 压 。 在 低 端 功 率 MOSFET开 启 、 高 端 功 率
MOSFET关闭的关断期间，电流检测放大器检测谷值电感
电流(IL)。内部振荡器以固定的开关频率发出PWM脉冲，
以关断低端功率MOSFET并打开高端功率MOSFET。使能
高端N沟道功率MOSFET时，谷值电感电流信息添加到仿
真斜坡信号中，然后通过PWM比较器与COMP引脚上的误
差电压进行比较。PWM比较器的输出信号通过调整PWM
脉 冲 的 后 沿 (关 闭 高 端 功 率 MOSFET并 开 启 低 端 功 率
MOSFET)来调制占空比。
可通过对斜率补偿进行内部编程，将其加到仿真斜坡信号
中，并根据输入电压、输出电压和开关频率自动选择。这
可以防止在占空比接近或大于50%的情况下出现次谐波震
荡。此特性的一个限制是电感纹波电流必须设在0.2 A到0.5 A
之间，以便向环路提供充分的电流信息。
COMP
PULSE SKIP
THRESHOLD
DC
CONTROL
LOGIC
ADP2441
1V
10581-045
固定频率模式
图47. 脉冲跳过比较器
在轻负载下，输出电压以非常低的速率(取决于负载)放
电。当输出电压在规定范围以内时，器件进入休眠模式，
消耗的静态电流非常低。当输出电压降到规定电压以下
时，COMP电压升高到脉冲跳过阈值以上，器件唤醒并开
始切换，直到输出电压回到规定范围内。
当负载提高时，COMP电压的设置值也会提高。在某一特
定负载下，COMP稳定在脉冲跳过阈值以上，器件进入固
定频率PWM模式。因此，COMP超过脉冲跳过阈值时的负
载电流定义为脉冲跳过电流阈值；该值随占空比和电感纹
波电流而变化。
脉冲跳过阈值的实测值与V IN的关系如图13、图14和图15
所示。
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ADP2441
可调频率
ADP2441的振荡器频率可通过连接在FREQ引脚与AGND引
脚之间的一个电阻设置。
斜坡斜率，如图49所示。当软启动斜坡电压大于内部基准
电压(0.6 V)时，软启动结束。ADP2441还具有内部默认的2 ms
软启动时间。更多信息见“应用信息”部分。
上电时，FREQ引脚电压为1.2 V，电流从FREQ引脚流向AGND；
电流值取决于FREQ引脚上的电阻值。然后，振荡器中复
制相同的电流以设置开关频率。注意，连接到FREQ引脚
的电阻应尽可能靠近FREQ引脚(更多信息参见“应用信息”
部分)。
ENABLE
3
VOUT
电源良好
PGOOD引脚是一个开漏输出，用于指示输出电压的状态。
当FB引脚的电压介于内部基准电压的92%到109%之间时，
PGOOD输出变为高电平(前提是有一个上拉电阻连接到该
引脚)。当FB引脚的电压不在此范围内时，PGOOD输出拉
低到AGND。PGOOD阈值如图48所示。
同样，当输入电压低于内部UVLO阈值、EN引脚为低电平
或发生热关断事件时，PGOOD引脚拉低到AGND。
110
100
90
84
POWER
GOOD
PGOOD
10581-149
M10.0ms
A CH1
2.52V
图49. 外部软启动
跟踪
ADP2441 SS/TRK引脚连接到内部误差放大器。内部误差放
大器包括三个输入：内部基准电压、SS/TRK电压和反馈电
压。误差放大器将反馈电压调节到其它两个电压中较低的
一个。要跟踪主电压，将SS/TRK引脚接到主电压的电阻分
压器上即可，如图50所示。
UNDERVOLTAGE
MASTER
VOLTAGE
图48. PGOOD阈值
RTRK_TOP
典型应用中，PGOOD引脚与外部电源之间会连接一个上
拉电阻，利用它来产生逻辑信号。此上拉电阻的值应在30 kΩ
到100 kΩ范围内，外部电源应低于5.5 V。
RTRK_BOT
COMP
SW
SS/TRK
FB
ADP2441
VOUT
RTOP
RBOTTOM
10581-048
OVERVOLAGE
CH2 1.00V
CH1 2.00V BW
CH3 5.00V
REF
POWER
GOOD
2
10581-047
UNDERVOLTAGE
% OF VOUT SET
% OF VOUT SET
116
100
VIN = 24V
VOUT = 5V
fSW = 700kHz
LOAD = 1A
EXTERNAL SS = 10nF
ADP2441具有跟踪特性，输出电压可以跟踪外部电压。在
需要进行电源时序控制和跟踪的系统中，此特性特别有用。
VOUT FALLING
VOUT RISING
SS
1
图50. 跟踪特性框图
从输出电压与主电压之比取决于两个分压器，具体如下：
软启动
ADP2441的软启动特性允许输出电压以受控方式缓慢上升，
从而限制启动期间的浪涌电流。SS/TRK与AGND引脚之间
需要连接一个外部电容，以便设置软启动时间。
当负载在启动时需要受控电压压摆率时，可编程软启动特
性很有用。当调节器上电并且软启动使能时，内部1 μA电流
源对外部软启动电容进行充电，从而在SS引脚处产生电压
Rev. B | Page 16 of 32
VOUT
VMASTER
RTOP
1 +
R
BOTTOM
=
R
1 + TRK _ TOP
R
TRK _ BOT
(1)
ADP2441
同步跟踪
最常见的跟踪模式是同步跟踪。这种方法中，从电压的斜
率与主电压的斜率匹配，如图51所示。主电压升高时，从
电压同样升高。最终，从电压达到规定的电压，此时内部
基准电压接管调节任务，而SS/TRK输入继续提高，从而防
止其自身影响输出电压。
它外部电源)获得电压，以设置所需的高于内部固定UVLO
4.2 V的UVLO阈值。迟滞为100 mV。
如果不使用电阻分压器，可以施加一个逻辑信号。逻辑高
电平使能该器件，逻辑低电平则迫使该器件进入关断模式。
VIN
VIN
BST
MASTER VOLTAGE
SW
VOLTAGE (V)
SLAVE VOLTAGE
VOUT
ADP2441
R1
FREQ AGND COMP
10581-049
R2
FB
TIME
图53. 用作可编程UVLO的精密使能
图51. 同步跟踪
要实现同步跟踪，选择电阻值，使得公式1中的RTRK_TOP = RTOP
且RTRK_BOT = RBOTTOM。
比率跟踪
在比率跟踪方案中，主电压和从电压以不同的斜率上升。
VOLTAGE (V)
MASTER VOLTAGE
限流和短路保护
ADP2441具有一个限流比较器，用于将低端功率MOSFET
上检测到的电流与内部设定的基准电流进行比较。如果检
测到的电流超过基准电流，则高端功率MOSFET在下一周
期中不会开启，低端功率MOSFET保持开启状态，直到电
感电流降至限流水平以下。
如果输出过载，峰值电感电流超过预设电流限值并持续8
个时钟周期以上时，就会出现打嗝模式限流情况。输出休
眠6 ms，在此期间输出放电，平均功耗降低，然后器件通过
软启动周期唤醒。如果限流条件再次被触发，输出将进入
休眠状态，并在6 ms后唤醒。图32显示输出短接到PGND时
的限流打嗝模式。
10581-050
SLAVE VOLTAGE
TIME
10581-051
EN
图52. 比率跟踪
热关断
对于主电压上升速度快于从电压的比率跟踪(如图52所示)，应
使得公式1中的RTRK_TOP ≥ RTOP且RTRK_BOT = RBOTTOM。
欠压闭锁(UVLO)
当输入电压低于额定工作范围时，UVLO功能防止IC开启，
以免进入不良工作模式。如果输入电压降至额定范围以下，
UVLO功能会关断器件。UVLO功能的上升输入电压阈值
为4.2 V，并具有200 mV迟滞。当VIN引脚上的电压斜坡较
慢时，200 mV的迟滞可以防止调节器不停地开启和关闭。
当ADP2441结温上升到150°C以上时，热关断电路会关闭开
关调节器。极端的结温可能由工作电流高、电路板设计欠
佳或环境温度高等原因引起。器件设计有25°C的迟滞，因
此发生热关断时，结温必须低于125°C，ADP2441才会恢复
正常工作。每次重启时都会激活软启动。
精密使能/关断
ADP2441具有一个精密使能引脚(EN)，可用来使能或关断
器件。±5%精度适合通过一个电阻分压器从VIN引脚(或其
Rev. B | Page 17 of 32
ADP2441
应用信息
电阻分压器的分压比决定了输出电压，而这些电阻的绝对
值决定分压器的漏电流。为降低分压器的漏电流，在计算
电阻值时，应考虑使用小的50 nA(最大0.1 μA)反馈偏置电流。当
分压器漏电流较高时，反馈偏置电流可忽略不计；但在非
常轻的负载条件下，使用小反馈电阻会降低系统工作效率。
反馈偏置电流会引起输出电压精度降低，要将降幅限制在
0.005%(最大0.5%)以内，应确保分压器漏电流高于20 μA。要
计算所需的电阻值，首先需利用下式确定底端电阻RBOTTOM的值：
R BOTTOM =
100
90
70
60
50
40
30
20
(2)
I STRING
DMIN
10
0
VREF
DMAX
80
0
200
400
600
800
1000
1200
FREQUENCY (kHz)
10581-155
输出电压利用连接在输出电压与FB引脚之间的电阻分压器
设置(见图54)。电阻分压器将输出电压分压至0.6 V反馈调节
电压。输出电压最小值可以设为0.6 V，最大值可以设为电
源输入电压的90%。
流检测和鲁棒的工作，开启和关闭时间有一个最低要求。
然而，开关频率的选择还受是否需要小型外部元件的影响。
例如，面积受限的小型电源解决方案需要采用较高的开关
频率。
DUTY CYCLE (%)
选择输出电压
图55. 占空比与开关频率的关系
其中：
VREF为内部基准电压(0.6 V)。
ISTRING为电阻分压器漏电流。
频率电阻的值通过下式计算：
RFREQ =
然后通过下式计算顶端电阻RTOP的值：
V
− VREF
RTOP = R BOTTOM × OUT
VREF
(3)
92,500
f SW
(4)
其中，RFREQ单位为kΩ，fSW单位为kHz。
表6和图56显示了基于开关频率的频率电阻值的示例。
VOUT
表6. 频率电阻的选择
ADP2441
RTOP
RFREQ (kΩ)
308
132
92.5
FB
RBOTTOM
FREQ
RFREQ
EXTERNAL
SUPPLY
SS/TRK
CSS
10581-052
PGOOD
1200
1100
图54. 分压器
1000
RTOP (kΩ)
190
73
45
10
FREQUENCY (kHz)
表5. 输出电压选择
电压(V)
12
5
3.3
1.2
频率
300 kHz
700 kHz
1 MHz
RBOTTOM (kΩ)
10
10
10
10
900
800
700
600
500
设置开关频率
300
开关频率的选择取决于所需DC-DC电压转换率，并受限于
图55所示的最小和最大可控占空比。这是因为，为实现电
200
10581-053
400
50
100
150
200
250
RESISTANCE (kΩ)
图56. 频率与电阻的关系
Rev. B | Page 18 of 32
300
350
ADP2441
软启动
Yuden出品的推荐MLCC电容列表。
软启动功能用于限制启动时的输入浪涌电流，防止输出过
冲。软启动时间通过连接在SS/TRK与AGND引脚之间的小
型陶瓷电容设置，此电容的值与软启动时间tSS的关系如下
式所示：
对于较大阶跃负载瞬变，可通过使用电解或聚合物电容等
增加体电容。确保体电容的纹波电流额定值超过具体设计
的最小输入纹波电流。
电感选择
I
VREF
= SS
t SS
C SS
(5)
其中：
VREF为内部基准电压(0.6 V)。
ISS为软启动电流(1 μA)。
CSS为软启动电容值。
表7. 软启动时间选择
软启动电容(nF)
5
10
20
软启动时间(ms)
3
6
12
用户也可以让SS/TRK引脚悬空，使用内部软启动时间2 ms。
外部元件选择
输入电容选择
降压型调节器的输入电流本质上是脉动电流。当高端开关
处于断开状态时，该电流为0；当高端开关处于接通状态
时，该电流接近于负载电流。由于切换以合理的高频(300 kHz
至1 MHz)发生，因此，输入旁路电容通常能提供大部分高
频电流(纹波电流)，从而允许输入电源只提供平均直流电
流。输入电容需要一个足够高的纹波电流额定值，以便处
理输入纹波；另外，ESR也必须足够低，以便减小输入电
压纹波。许多情况下，需要将不同类型的电容并联放置，
以将等效ESR和ESL降至最低。
ADP2441的开关频率很高，因此，即使只用小型电感，输
出电压的纹波也非常小。电感的大小需权衡效率和瞬态响
应决定。小型电感会引起较大的电感电流纹波，能提供出
色的瞬态响应，但会降低系统效率。由于ADP2441的开关
频率非常高，因此建议使用低磁芯损耗、低EMI的屏蔽铁
氧体磁芯电感。
电感纹波电流也会影响环路的稳定性，因为ADP2441采用
仿真峰值电流模式架构。在传统的斜率补偿方法中，用户
设置电感纹波电流，然后利用外部斜坡电阻设置斜率补
偿。多数情况下，电感纹波电流通常设置为最大负载电流
的1/3，以获得最佳瞬态响应和效率。ADP2441内置斜率补
偿功能，它假设电感纹波电流设为0.3 A(最大负载1 A的30%)，
因而无需外部斜坡电阻。
对于ADP2441，所选电感应使得电感的峰峰值纹波电流介
于0.2 A到0.5 A，以便稳定工作。
因此，电感值计算如下：
∆I L =
I OUT × D × (1 − D)
(VPP − I OUT × D × RESR ) f SW
2 × VOUT × (VIN − VOUT )
5 × VOUT × (VIN − VOUT )
≤L≤
VIN × f SW
VIN × f SW
LIDEAL =
(6)
其中：
VPP为所需的输入纹波电压。
RESR是该电容的等效串联电阻。
IOUT为最大负载电流。
I OUT × D × (1 − D)
VPP × f SW
3.3 × VOUT × (VIN − VOUT )
VIN × f SW
(9)
其中：
VIN为输入电压。
VOUT为所需的输出电压。
fSW为调节器开关频率。
对于宽输入(VIN)范围的应用，应根据输入电压极值的几何
平均值选择电感。
建议使用陶瓷旁路电容，因为此类电容的ESR接近于0，上
式可简化为：
C IN _ MIN =
(8)
0.2 A ≤ IL ≤ 0.5 A
对于特定负载，所需的最小输入电容为：
C IN _ MIN =
VOUT × (VIN − VOUT )
VIN × f SW × L
(7)
VIN (GEOMETRIC) = VIN _ MAX × VIN _ MIN
其中：
VIN_MAX为最大输入电压。
VIN_MIN为最小输入电压。
此外，建议使用电压额定值是输入电压1.5倍、采用X5R和
X7R电介质的陶瓷电容。Y5V和Z5U电介质的温度和直流
偏置特性不佳，建议不要使用。表10给出了Murata和Taiyo
Rev. B | Page 19 of 32
ADP2441
电感值VIN(GEOMETRIC)计算如下：
LIDEAL =
输出电容选择
3.3 × VOUT × (VIN (GEOMETRIC ) − VOUT )
VIN (GEOMETRIC ) × f SW
表8. 不同VIN、VOUT和fSW组合的电感值
fSW (kHz)
300
300
300
300
300
300
300
300
600
600
600
600
600
600
600
1000
1000
1000
1000
VIN (V)
12
12
24
24
24
36
36
36
12
12
24
24
24
36
36
12
24
24
36
VOUT (V)
3.3
5
3.3
5
12
3.3
5
12
3.3
5
3.3
5
12
3.3
5
5
5
12
5
电感值
最小值(µH)
22
27
27
39
56
27
39
68
12
15
15
18
27
15
22
6.8
10
18
12
最大值(µH)
27
33
33
47
68
33
47
82
15
18
18
22
33
18
27
10
12
22
15
为避免电感饱和并确保正常工作，所选电感值应保证峰值
电流不超过饱和电流和最大温度下的额定电流。电感制造
商会在数据手册中指定这两个额定值，也可以通过下式计
算额定值：
I L _ PEAK = I LOAD( MAX ) +
∆I L
2
(10)
其中：
ILOAD(MAX)为最大直流负载电流。
ΔIL为峰峰值电感纹波电流。
表9. 推荐电感
值(μH)
10
18
33
15
小尺寸电感
(10 mm × 10 mm)
MSS1260
MSS1260
MSS1260
MSS1260
输出电容的选择影响到输出电压纹波和调节器的环路动态
特性。ADP2441设计采用小型低ESR、低ESL陶瓷输出电容
工作，因此，该器件很容易满足苛刻的输出电压纹波要求。
为获得最佳性能，应使用电压额定值是输出电压1.5倍的
X5R或X7R电介质电容，不要使用温度和直流偏置特性很
差的Y5V和Z5U电介质电容。表10列出了Murata和Taiyo
Yuden出品的一些推荐电容。
为使最大输出电压纹波合适，按照下式确定最小输出电容
COUT(MIN)：
1
∆VRIPPLE ≅ ∆I L × ESR +
8 × f SW × COUT ( MIN )
(11)
因此，
COUT ( MIN ) ≅
∆I L
8 × f SW × (∆VRIPPLE − ∆I L × ESR)
(12)
其中：
ΔVRIPPLE为容许的峰峰值输出电压纹波。
ΔIL为电感纹波电流。
ESR是该电容的等效串联电阻。
fSW为调节器开关频率。
若有阶跃负载要求，应根据阶跃值来选择输出电容值。对
于阶跃负载所引起的最大可接受输出电压降/过冲，
3
COUT ( MIN ) ≅ ∆I OUT (STEP ) ×
×
∆
f
VDROOP
SW
(13)
其中：
ΔIOUT(STEP)为负载阶跃。
fSW为调节器开关频率。
ΔVDROOP为最大容许输出压降/过冲。
选择由公式12、公式13计算得出的最大输出电容。由于有
效电容随着直流电压和温度的提高而降低，因此，为调节
器的输出滤波器选择陶瓷电容时，需要选择标称容值比计
算结果高20%至30%的电容。图57显示了Murata三款X7R
MLCC电容因为输出电压直流偏置而发生的容值损失。
Rev. B | Page 20 of 32
ADP2441
30.0
环路补偿
ADP2441使用峰值电流模式控制架构，因此具有出色的负
载和线路瞬态响应性能。这种控制架构具有两个环路：外
部电压环路和内部电流环路。
19.2
内部电流环路检测低端开关中的电流，并控制占空比以维
持平均电感电流。内部电流环路还增加了斜率补偿，用以
确保器件在占空比高于50%时稳定工作。
22µF/25V
13.8
10µF/25V
3.00
0
5
15
10
DC BIAS VOLTAGE (V)
20
25
10581-157
8.40
外部电压环路检测输出电压，并调整占空比以将输出电压
调节到所需的值。一个外置串联RC网络的跨导放大器连接
到COMP引脚，补偿外部电压环路。
图57. 电容与直流偏置电压的关系
ADP2441
例如，为在5 V输出电压下获得20 μF电容，同时为温度变化
提高一些裕量，应并联使用电压额定值为25 V的22 μF电容
和电压额定值为25 V的10 μF电容。这种配置可确保输出电
容在所有条件下都足够，因此，器件能够稳定工作。
COMP
RCOMP
VFB
gm
0.6V
CCOMP
表10. ADP2441的推荐输出电容
AGND
供应商
电容
10 µF/25 V
22 µF/25 V
47 µF/6.3 V
4.7 µF/50 V
Murata
GRM32DR71E106KA12L
GRM32ER71E226KE15L
GCM32ER70J476KE19L
GRM31CR71H475KA12L
Taiyo Yuden
TMK325B7106KN-TR
TMK325B7226MM-TR
JMK325B7476MM-TR
UMK325B7475MMT
升压电容
升压引脚(BST)用于使高端功率MOSFET的内部驱动器上电。
在ADP2441中，为在中高占空比应用中实现高效率，高端
功率MOSFET为N沟道器件。为使高端驱动器上电，BST与
SW引脚之间需要一个电容。此升压电容的大小很重要，
因为它关系到器件的轻负载功能和效率。因此，选择一个
电压额定值为50 V、数值在10 nF到22 nF的升压陶瓷电容，
并将该电容尽可能靠近IC放置。建议使用数值在此范围内
的升压电容的理由是，超过22 nF的电容会导致LDO达到限
流阈值。
10581-054
CAPACITANCE (µF)
24.6
图58. RC补偿网络
环路补偿的大信号分析
控制环路可以分为以下三部分：
• VOUT至VCOMP
• VCOMP至IL
• IL至VOUT
VIN
INDUCTOR
CURRENT
SENSE
PULSE-WIDTH
MODULATOR
IL
VOUT
COUT
RLOAD
VCC电容
VCOMP
Gmgm
VREF = 0.6V
ADP2441
RCOMP
CCOMP
10581-055
ADP2441有一个内部调节器，用于使内部控制器和低端驱
动器上电。VCC引脚是内部调节器的输出。当低端驱动器
开启时，内部调节器提供脉冲电流。因此，建议在VCC与
PGND引脚之间放置一个1 µF陶瓷电容，并使其尽可能靠近
IC，同时在VCC与AGND引脚放置一个1 µF陶瓷电容。
图59. 大信号模型
Rev. B | Page 21 of 32
ADP2441
在交越频率下，开环传递函数具有单位增益。
与之对应的三个传递函数如下：
VCOMP (s) VREF
=
× g m × Z COMP (s)
VOUT (s) VOUT
(14)
I L (s )
= GCS
VCOMP (s)
(15)
VOUT (s)
= Z FILT (s)
I L (s )
(16)
1 + s × RCOMP × CCOMP
s × CCOMP
ZCOMP ( fCROSSOVER ) =
RLOAD
1 + s × RLOAD × COUT
ZCOMP ( fCROSSOVER ) =
f ZERO =
VREF
× Z COMP (s) × Z FILT (s)
VOUT
1 + 2 × π × fCROSSOVER × RCOMP × CCOMP
2 × π × fCROSSOVER × CCOMP
(22)
f
1
≈ CROSSOVER
2 × π × RCOMP × CCOMP
8
(23)
求解公式21、公式22和公式23，得出RC补偿网络的电阻值
和电容值，如公式24和公式25所示。
RCOMP = 0.9 ×
(18)
CCOMP =
2 × π × f CROSSOVER COUT × VOUT
×
g m × GCS
VREF
1
2 × π × f ZERO × RCOMP
利用这些公式可以计算电压环路的补偿。
总环路增益值H(s)由上述三个传递函数值相乘得出，计算
公式如下：
H (s) = g m × GCS ×
(21)
为确保在交越频率下有足够的相位裕量，须将补偿器零点
设为交越频率的1/8，如下式所示：
(17)
其中，s为角频率(s = 2πf)。
2 × π × fCROSSOVER × COUT VOUT
×
g m × GCS
VREF
令公式17中的s = fCROSSOVER，
ZFILT(s)为输出滤波器的阻抗，表示为：
Z FILT (s) =
(20)
这可导出公式21，用于计算交越频率下的RC补偿网络阻抗。
其中：
gm为误差放大器的跨导(250 µA/V)。
GCS为电流检测增益(2 A/V)。
VOUT为调节器输出电压。
VREF为内部基准电压(0.6 V)。
ZCOMP(s)为RC补偿网络的阻抗，该RC补偿网络可在原点与
零点之间形成一个极点(见公式17)。
ZCOMP (s) =
H(fCROSSOVER) = 1
(19)
选择开关频率(fSW)、输出电压(VOUT)、输出电感(L)和输出
电容(C OUT )值时，单位交越频率可以设置为开关频率的
1/12。
Rev. B | Page 22 of 32
(24)
(25)
ADP2441
设计示例
考虑一个具有如下规格的应用：
软启动电容
•
•
•
•
•
•
•
指定软启动时间时，软启动电容可利用公式5计算，
VIN =24 V ± 10%
VOUT = 5 V ± 1%
开关频率 = 700 kHz
负载 = 800 mA(典型值)
最大负载电流 = 1 A
软启动时间 = 6 ms
所有负载瞬变条件下的过冲 ≤ 2%
I
VREF
= SS
t SS
C SS
C SS =
CSS =
配置和元件选择
I SS × t SS
VREF
选择外部元件的第一步是计算用于设置输出电压的电阻分
压器的电阻。
I STRING
= 10 nF
利用公式9选择电感。
L IDEAL =
利用公式2和公式3，
VREF
0. 6 V
电感选择
电阻分压器
RBOTTOM =
× 6 ms
1
=
0. 6
= 10 kΩ
60
V
− VREF
RTOP = R BOTTOM × OUT
VREF
3.3 × VOUT × (VIN − VOUT )
VIN × f SW
LIDEAL =
3.3 × 5 V × (24 − 5) V
24 V × 700 kHz
= 18.66
≈ 18.3
在公式9中，VIN = 24 V，VOUT = 5 V，ILOAD(MAX) = 1 A，fSW =
700 kHz，故L = 18.66 µH。当公式8中的L = 18μH(最接近的
标准值)时，ΔIL = 0.314 A。尽管所需最大输出电流为1 A，
但最大峰值电流为1.6 A。因此，电感的电流额定值应高于
1.6 A。
5 V − 0. 6 V
= 73.3 kΩ
RTOP = 10 kΩ ×
0. 6 V
开关频率
输入电容选择
开关频率需权衡效率和元件尺寸来决定。低频下，栅极损
耗较低，因而效率较高，但需要较大的电感。高频的选择
受限于最小和最大占空比。
输入滤波器包括一个尽可能靠近IC放置的0.1 µF小型陶瓷
电容。
对于特定负载，所需的最小输入电容为：
CIN _ MIN =
表11. 占空比
VIN
24 V(标称值)
26 V(比标称值高10%)
22 V(比标称值低10%)
占空比
DNOMINAL = 20.8%
DMIN = 19%
DMAX = 23%
根据预估的占空比范围，按照最小、最大占空比限值来选
择开关频率，如图55所示。例如，700 kHz频率显然在最大、
最小占空比限值以内。
其中：
VPP = 50 mV.
IOUT = 1 A.
D = 0.23.
fSW = 700 kHz.
因此，
C IN _ MIN =
利用公式4，
RFREQ =
92,500
f SW
IOUT × D × (1 − D)
VPP × f SW
1 A × 0.22 × (1 − 0.22)
0.05 V × 700 kHz
≈ 4. 9
选择电压额定值为50 V的10 µF输入电容，可确保它在电压
和温度范围内都有足够的容值。
RFREQ = 132 kΩ
Rev. B | Page 23 of 32
ADP2441
输出电容选择
选择交越频率为开关频率的1/12，将零点频率设为交越频
率的1/8，确保系统有足够的相位裕量。
利用公式12和公式13选择输出电容：
COUT ( MIN ) ≅
∆I L
8 × f SW × (∆VRIPPLE − ∆I L × ESR)
表13. 计算参数值
公式12基于输出电压纹波(ΔVRIPPLE)，它是输出电压的1%。
3
COUT ( MIN ) ≅ ∆I OUT (STEP )
f SW × ∆VDROOP
公式13根据2%的瞬变负载性能要求计算电容。执行这些计
算，然后使用电容计算结果较大的公式来选择电容。
本例中，需要将表12所列值代入公式12和公式13中的变量。
参数
fCROSSOVER
fZERO
VREF
gm
GCS
COUT
VOUT
测试条件/注释
fSW的1/12
fCROSSOVER的1/8
固定基准电压
误差放大器的跨导
电流检测增益
输出电容
输出电压
值
58.3 kHz
7.3 kHz
0.6 V
250 µA/V
2 A/V
22 µF
5V
根据表13所列的值，计算补偿值：
表12. 要求
参数
纹波电流
电压纹波
负载瞬变引起的
压降
ESR
fSW
测试条件/注释
对于ADP2441，它是固定值0.3 A
VOUT的1%
VOUT的2%
值
0.3 A
50 mV
100 mV
5 mΩ
700 kHz
RCOMP = 0.9 ×
2 × π × 58.3 22 × 5
×
≈ 121 kΩ
250 × 2
0. 6
最接近的标准电阻值为118 kΩ。因此，
CCOMP =
1
= 185 pF ≈ 180 pF
2 × π × 7.3 × 118
系统配置
按照如下方式配置系统：
基于输出电压纹波的计算(见公式12)要求最小输出电容为：
COUT ( MIN ) ≅
0. 3 A
8 × 700 kHz × (50 mV − 0.3 A × 5 mΩ)
= 1. 1
而基于瞬态负载的计算(见公式13)要求最小输出电容为：
COUT ( MIN ) ≅ 0.5 ×
3
≈ 22 µF
700 kHz × 0.1 V
为同时满足上述两个要求，应使用后一公式决定的值。如
图57所示，直流偏置会影响容值，因此，应选择容值为计
算值1.5倍的电容。
COUT = 1.5 × 22 µF = 32 µF
补偿选择
根据下式，计算反馈环路的补偿元件值：
RCOMP
1. VCC与PGND引脚之间连接一个1 µF电容，VCC与AGND
引脚连接另一个1 µF电容。为实现最佳性能，应使用电
压额定值为25 V的X5R或X7R陶瓷电容。
2. BST与SW引脚之间连接一个电压额定值为50 V的10 nF陶
瓷电容。
3. FREQ与AGND引脚之间连接一个电阻，并使其尽可能
靠近IC。
4. 若使用电源良好特性，应将一个50 kΩ上拉电阻连接到外
部5 V电源。
5. SS与AGND引脚之间连接一个10 nF电容。如果需要跟踪
特性，应在TRK引脚与另一个电源之间连接一个电阻分
压器，如图50所示。
图60为此设计示例的原理图，表14列出了计算所得元件值。
2 × π × f CROSSOVER COUT × VOUT
= 0. 9 ×
×
g m × GCS
VREF
CCOMP =
1
2 × π × f ZERO × RCOMP
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ADP2441
典型应用电路
设计示例
VIN = 24 V ± 10%，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz。
C3
1µF/25V
C5
10nF/50V
R2
73.3kΩ
R7
50kΩ
BST
VCC
FREQ
COMP
EN
EXT
ADP2441
PGOOD
VIN
SW
VIN
24V
C2
4.7µF/
50V
C1
4.7µF/
50V
L1
18µH
C6
0.1µF
C7
22µF
VOUT
5V, 1A
C8
10µF
PGND
C11
10nF
TRK
10581-057
R9
132kΩ
SS/TRK
C10
180pF
FB
PGOOD
R5
118kΩ
R3
10kΩ
AGND
C4
1µF/25V
图60. ADP2441典型应用电路，VIN = 24 V ± 10%，VOUT = 5 V，fSW = 700 kHz
表14. 针对图60计算的元件值
数量
2
2
2
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
代号
C1, C2
C3, C4
C5, C11
C7
C8
L1
C6
C10
R9
R5
R2
R3
R7
值
4.7 µF
1 µF
10 nF
22 µF
10 µF
18.3 µH
0.1 µF
185 pF
132 kΩ
118 kΩ
74 kΩ
10 kΩ
50 kΩ
描述
陶瓷电容，X7R，50 V
陶瓷电容，1 µF，25 V，X7R，10%，0603
陶瓷电容，10,000 pF，50 V，10%，X7R，603
陶瓷电容，22 µF，25 V，X7R，1210
陶瓷电容，10 µF，25 V，X7R，1210
电感，18.3 µH
陶瓷电容，0.1 µF，50 V，X7R，0805
陶瓷电容，50 V
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
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产品型号
GRM31CR71H475KA12L
GRM188R71E105KA12D
ECJ-1VB1H103K
GRM32ER71E226K
GRM32DR71E106KA12L
CoilCraft MSS1260T-183NLB
ECJ-2FB1H104K
Vishay, Panasonic
ADP2441
其它典型电路配置
VIN = 24 V ± 10%，VOUT = 12 V，fSW = 600 kHz。
C3
1µF/25V
R2
191kΩ
EXT
R7
50kΩ
BST
VCC
SS/TRK
COMP
EN
C5
10nF/50V
ADP2441
FREQ
C10
220pF
FB
PGOOD
R5
121kΩ
R3
10kΩ
AGND
C4
1µF/25V
VIN
SW
VIN
24V
C2
4.7µF/
50V
C1
4.7µF/
50V
L1
33.3µH
C6
0.1µF
PGND
VOUT
12V, 1A
C7
22µF/
25V
FSW
600kHz
PGOOD
C11
10nF
TRK
10581-058
R9
154kΩ
图61. ADP2441典型应用电路，VIN = 24 V ± 10%，VOUT = 12 V，fSW = 600 kHz
表15. 针对图61计算的元件值
数量
2
2
2
1
1
1
1
1
1
1
1
1
代号
C1, C2
C3, C4
C5, C11
C7
L1
C6
C10
R9
R5
R2
R3
R7
值
4.7 µF
1 µF
10 nF
22 µF
33.3 µH
0.1 µF
220 pF
154 kΩ
121 kΩ
191 kΩ
10 kΩ
50 kΩ
描述
陶瓷电容，X7R，50 V
陶瓷电容，1 µF，25 V，X7R，10%，0603
陶瓷电容，10000 pF，50 V，10%，X7R，0603
陶瓷电容，22 µF，25 V，X7R，1210
电感，33.3 µH
陶瓷电容，0.1 µF，50 V，X7R，0805
陶瓷电容，50 V
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
Resist电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
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产品型号
GRM31CR71H475KA12L
GRM188R71E105KA12D
ECJ-1VB1H103K
GRM32ER71E226K
CoilCraft MSS1038-333ML
ECJ-2FB1H104K
Vishay, Panasonic
ADP2441
VIN = 12 V ± 10%，VOUT = 5 V，fSW = 500 kHz。
C3
1µF/25V
R2
73.3kΩ
EXT
R7
50kΩ
BST
VCC
PGOOD
EN
FREQ
ADP2441
COMP
C10
270pF
C5
10nF/50V
SS/TRK
FB
R5
118kΩ
R3
10kΩ
AGND
C4
1µF/25V
VIN
SW
VIN
12V
C2
4.7µF/
50V
C1
4.7µF/
50V
L1
18µH
C6
0.1µF
PGND
C7
22µF
VOUT
5V, 1A
C8
22µF
FSW
500kHz
PGOOD
TRK
10581-059
R9
185kΩ
C11
10nF
图62. ADP2441典型应用电路，VIN = 12 V ± 10%，VOUT = 5 V，fSW = 500 kHz
表16. 针对图62计算的元件值
数量
2
2
2
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
代号
C1, C2
C3, C4
C5, C11
C7
C8
L1
C6
C10
R9
R5
R2
R3
R7
值
4.7 µF
1 µF
10 nF
22 µF
22 µF
18.3 µH
0.1 µF
270 pF
185 kΩ
118 kΩ
74 kΩ
10 kΩ
50 kΩ
描述
陶瓷电容，X7R，50 V
陶瓷电容，1 µF，25 V，X7R，10%，0603
陶瓷电容，10,000 pF，50 V，10%，X7R，0603
陶瓷电容，22 µF，25 V，X7R，1210
陶瓷电容，22 µF，25 V，X7R，1210
电感，18.3 µH
陶瓷电容，0.1 µF，50 V，X7R，0805
陶瓷电容，50 V
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
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产品型号
GRM31CR71H475KA12L
GRM188R71E105KA12D
ECJ-1VB1H103K
GRM32ER71E226K
CoilCraft MSS1038-183ML
ECJ-2FB1H104K
Vishay, Panasonic
ADP2441
VIN = 36 V ± 10%，VOUT = 3.3 V，fSW = 300 kHz。
C3
1µF/25V
C4
1µF/25V
R7
50kΩ
BST
VCC
SS/TRK
EXT
PGOOD
EN
FREQ
ADP2441
COMP
C10
560pF
R2
45kΩ
AGND
FB
R5
91kΩ
R3
10kΩ
C5
10nF/50V
VIN
SW
VIN
36V
C1
4.7µF/
50V
C2
4.7µF/
50V
L1
33.3µH
C6
0.1µF
PGND
C7
47µF
VOUT
3.3V, 1A
C8
47µF
FSW
300kHz
PGOOD
C11
10nF
TRK
10581-060
R9
300kΩ
图63. ADP2441典型应用电路，VIN = 36 V ± 10%，VOUT = 3.3 V，fSW = 300 kHz
表17. 针对图63计算的元件值
数量
2
2
2
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
代号
C1, C2
C3, C4
C5, C11
C7
C8
L1
C6
C10
R9
R5
R2
R3
R7
值
4.7 µF
1 µF
10 nF
47 µF
47 µF
33.3 µH
0.1 µF
560 pF
300 kΩ
91 kΩ
45 kΩ
10 kΩ
50 kΩ
描述
陶瓷电容，X7R，50 V
陶瓷电容，1 µF，25 V，X7R，10%，0603
陶瓷电容，10,000 pF，50 V，10%，X7R，0603
陶瓷电容，47 µF，6.3 V，X7R，1210
陶瓷电容，47 µF，6.3 V，X7R，1210
电感，33.3 µH
陶瓷电容，0.1 µF，50 V，X7R，0805
陶瓷电容，50 V
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
电阻，1/10 W，1%，0603，SMD
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产品型号
GRM31CR71H475KA12L
GRM188R71E105KA12D
ECJ-1VB1H103K
GRM32ER70J476KE20L
GRM32ER70J476KE20L
CoilCraft MSS1038T-333ML
ECJ-2FB1H104K
Vishay, Panasonic
ADP2441
功耗与散热考虑
功耗
转换损耗
DC-DC调节器的效率为：
转换损耗是由于N沟道MOSFET功率开关无法即时接通或
断开造成的。在开关节点转换过程中，功率开关提供所有
电感电流，功率开关的源极到漏极电压为输入的一半，从
而产生功率损耗。转换损耗随负载电流和输入电压的提高
而提高，每个开关周期发生两次。
Efficiency =
POUT
× 100%
PIN
(26)
其中：
PIN为输入功率。
POUT为输出功率。
转换损耗可以通过下式计算：
DC-DC调节器的功率损耗为：
PTRANS =
PLOSS = PIN − POUT
(30)
其中，tON和tOFF分别为开关节点的上升时间和下降时间；
对于24 V输入，约为10 ns。
DC-DC调节器的功率损耗主要包括以下四方面：
•
•
•
•
VIN
× I OUT × (t ON + t OFF ) f SW
2
电感损耗
功率开关导通损耗
开关损耗
转换损耗
散热考虑
调节器的功耗会导致芯片的结温(TJ)高于环境温度(TA)，如
下式所示：
TJ = TA + TR
电感损耗
(31)
电感有内部电阻(DCR)，电流流过时会引起电感导通损耗。
其中，温度升幅(TR)与封装中的功耗(PD)成正比。
电感功率损耗(不包括磁芯损耗)为：
比例系数取决于芯片结温到环境温度的热阻，如下式所示：
PL = IOUT2 × DCRL
TR = θJA + PD
(27)
功率开关导通损耗
功率开关导通损耗是输出电流(I OUT )流经具有内部电阻
,
(RDSON)的N沟道MOSFET功率开关造成的。该功率损耗可
通过下式近似计算：
PCOND = [RDS(ON) –High Side × D + RDS(ON) – Low Side×(1 – D)] × IOUT2 (28)
开关损耗
开关损耗与驱动器消耗的电流有关，驱动器以开关频率打
开和关闭功率器件。每次功率器件栅极打开和关闭时，驱
动器就会将一定的电荷(∆Q)从输入电源传输到栅极，再从
栅极传输到地。
其中，θJA为结至环境热阻；对于JEDEC板，它等于40°C/W
(见表3)。
设计特定环境温度范围下的应用时，利用公式28、公式29
和公式30计算导通损耗、开关损耗和转换损耗造成的预期
ADP2441功耗(PD)，然后利用公式31和公式32估算温度升
幅。良好的电路板布局布线可改善散热性能。例如，在
ADP2441评 估 板 (ADP2441-EVALZ)上 测 得 的 θ J A 小 于
30°/W。ADP2441评估板的热性能如图64和图65所示。
开关损耗可通过下式计算：
PSW = QG_TOTAL × VIN × fSW
(32)
(29)
其中：
QG_TOTAL为高端和低端元件的总栅极电荷，约为28 nC。
fSW为开关频率。
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ADP2441
评估板热性能
145
MAXIMUM AMBIENT TEMPERATURE (°C)
TA = 25°C
45
40
35
30
25
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
IC POWER DISSIPIATION (W)
1.4
10581-064
JUNTION TEMPERATURE (°C)
50
图64. 结温与功耗的关系(基于ADP2441-EVALZ)
125
105
85
65
45
25
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
IC POWER DISSIPIATION (W)
图65. 最大环境温度与功耗的关系(基于ADP2441-EVALZ)
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10581-065
55
ADP2441
电路板布局建议
C3
C5
C4
R3
COMP
VIN
R5
EN
BST
VCC
FB
ADP2441
VIN
VIN
VOUT
SW
C6
SS
R2
AGND
VOUT
FREQ
C7
PGND
C10
R9
10581-066
• 使用独立的模拟和电源接地层。将敏感模拟电路(如输
出分压元件、补偿和频率电阻等)的接地基准端连接至
模拟地。另外，将电源元件(如输入电容和输出电容)的
接地基准端连接至电源地。将两个接地层与ADP2441的
裸露焊盘相连。
• 让输入电容的一端尽可能靠近VIN引脚，将另一端连接
到最近的电源接地层。
• VIN与PGND引脚之间放置一个高频滤波电容，并使其
尽可能靠近PGND引脚。
• VCC是内部调节器输出。VCC与AGND引脚之间放置一
个1 µF电容，VCC与PGND引脚放置另一个1 µF电容。这
些电容应尽可能靠近引脚。
• 确保高电流环路的走线尽可能短而宽。使从CIN通过L、
COUT和电源接地层再回到CIN的高电流路径尽可能短。
为达到上述的目的，应确保输入电容和输出电容共用同
一电源接地层。此外，还应使从PGND引脚通过L和
COUT再回到电源接地层的高电流路径尽可能短。为此，
应确保PGND引脚连接到PGND层并尽可能靠近输入和
输出电容(见图66)。
• 将ADP2441的裸露焊盘与一个较大的铜层相连，以便最
大程度地发挥其散热性能。
• 将反馈电阻分压网络尽可能靠近FB引脚配置，以免受噪
声影响。反馈电阻分压器顶部与输出端之间的走线应尽
可能短，同时确保走线远离高电流走线和开关节点，以
免噪声影响。在FB走线的任一侧放置一个模拟接地层，
以进一步降低噪声影响。
• 为获得ADP2441的最佳性能，补偿元件的放置和布线至
关重要。补偿元件应尽可能靠近COMP引脚。使用0402
尺寸的补偿元件可以缩短放置距离，进而降低寄生噪声。
让AGND环绕补偿元件以防止拾取噪声。
• FREQ引脚对噪声敏感，因此，频率电阻应尽可能靠近
FREQ引脚，并且走线长度应尽量短。小信号元件应接
地到模拟地路径。
PGOOD
为获得最佳性能，良好的电路板布局至关重要。不良的电
路板布局会降低输出纹波的质量、负载/线路/反馈的调节
作用以及EMI和电磁兼容性能。以下是关于最佳布局的指
导性建议：
NOTES
1. THICK LINE INDICATES HIGH CURRENT TRACE.
图66. 高电流走线
CBST
AGND
VCC
FB
CIN
VIN
COMP
VOUT
FREQ
COUT
10581-067
PGND
图67. PCB顶层布局
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ADP2441
PIN 1
INDICATOR
3.10
3.00 SQ
2.90
0.30
0.23
0.18
10
0.50
BSC
1
9
EXPOSED
PAD
1.70
1.60 SQ
1.50
7
TOP VIEW
0.80
0.75
0.70
0.50
0.40
0.30
3
6
4
0.20 MIN
BOTTOM VIEW
0.05 MAX
0.02 NOM
COPLANARITY
0.08
0.20 REF
SEATING
PLANE
PIN 1
INDICATOR
12
FOR PROPER CONNECTION OF
THE EXPOSED PAD, REFER TO
THE PIN CONFIGURATION AND
FUNCTION DESCRIPTIONS
SECTION OF THIS DATA SHEET.
COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MO-229-WEED-4.
072809-B
外形尺寸
图68. 12引脚引脚架构芯片级封装[LFCSP_WQ]
3 mm x 3 mm，超薄体
(CP-12-6)
尺寸单位：mm
订购指南
型号1
ADP2441ACPZ-R7
ADP2441ACPZ-R2
ADP2441-EVALZ
1
输出电压
可调
可调
温度范围
−40°C至+125°C
−40°C至+125°C
封装描述
12引脚引脚架构芯片级封装[LFCSP_WQ]
12引脚引脚架构芯片级封装[LFCSP_WQ]
预设5 V的评估板
Z = 符合RoHS标准的器件。
©2012–2014 Analog Devices, Inc. All rights reserved. Trademarks and
registered trademarks are the property of their respective owners.
D10581sc-0-6/14(B)
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封装选项
CP-12-6
CP-12-6
标识
LK4
LK4
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- 10+26.04441
- 25+25.89568
工商网监
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